Projectje: 723 voeding gebaseerd op Radio Bulletin voeding

Poging 938 om van een 723 een labvoeding te maken.

Dat is exact dezelfde truc als het Radio Bulletin artikel ui 1978 waar dit topic mee begon.
Alleen de stroomregeling werkt anders, en niet perce beter.

Er is ook nog ergens een schema uit elektuur met een stroombron en een negatieve spanning. Dat ontwerp is nog net een tandje minder.

Deze:

Bedankt Bobosje,

Deze kende ik nog niet.

1)
Hierbij nog de uA723 voeding (0-30V 3A) zoals die destijds in de Elektuur Halfgeleidergids 1978 is gepubliceerd.
(bijlage 1)

Ik zie de kwalifikaties niet, die die huidige hoofdredakteur van Elektor poneert:

https://www.elektormagazine.com/news/0-30v-ua723-based-regulated-power…

https://www.youtube.com/watch?v=2w4cR8D8WJ4

Persoonlijk denk ik dat die Rus in YouTube gelijk heeft: Je schakelt een uA723 met een zeer goede temperatuurstabilisatie in "serie" met een tamelijk 'crappy' zenerdiode.

2)
Persoonlijk kan ik niet overzien of de Elektuur uA723 1982 Labvoeding (0-35V 3A met 2 trafo's / of separate wikkelingen, December 1982) superieur is (Bijlage 2).
Ik heb die voeding destijds ook gebouwd en er veel plezier van gehad (ook als motorfiets acculader).

Maar zoals eerder gesteld, kon ik destijds met mijn simpele AVO meter, die kleine temperatuur drift ueberhaupt niet meten (en was dus niet relevant).

3)
Ik heb even mijn Elektuur Precisievoeding (0-20V 2A, September 1980), met het National Semiconductor LH0075 IC nog even aangezet.
Vanaf 12 graden C (knutselhok) naar 19.5 graden C (woonkamer).

Na ca. 20 sec. was de "10V stand" gestabiliseerd van 9.996 V naar 10.000 V .
Prima natuurlijk, maar wie heeft zo'n specs nu werkelijk nodig?

Overigens is dit LH0075 IC (bijlage 4) nog steeds leverbaar in NL, voor de vorstelijke prijs van € 159.- incl. BTW.!!

4)
Ik ben benieuwd, hoe de uA723 voeding van Kruimel er gaat uitzien!

Bedankt voor de interessante discussie!

Op 3 november 2023 09:11:59 schreef Sine:
Dat is exact dezelfde truc als het Radio Bulletin artikel ui 1978 waar dit topic mee begon.
Alleen de stroomregeling werkt anders, en niet perce beter.

Mee eens, eigenlijk is het best een flater om dit zo te publiceren 4 jaar na de Radio Bulletin voeding.

Op 3 november 2023 00:31:25 schreef redguuz:
Ik neem aan dat de oorspronkelijke fouten van de 1978 uA723 Elektuurvoeding zijn geadresseerd in de latere 1982 uA723 Elektuurvoeding.

Helaas is dat niet zo, Elektuur heeft over de tijd een hoop ontwerpen van variabele kwaliteit gehad zonder duidelijke stijgende lijn in. In dit geval vergelijken we gewoon twee voedingen met een 723 waarvan de latere de tand des tijds beter heeft overleefd. De '82 voeding gebruikt de 723 als niet meer dan een referentiebron en er zijn een extra transformator en twee opamps nodig. Dat is niet echt een evolutionaire ontwikkeling meer.

Overigens laat het 1995 "Electron" artikel van PE1ABR zien dat mijn eerdere vraag "hoe ik een Conrad PS2403 "Idiot Proof" kon maken", nog niet zo gek was.

Dat ontwerp is voor een vaste spanning zonder regelbare stroombegrenzing die gewoon afslaat bij het overschrijden van de stroomlimiet. Dan is een voeding relatief sneller 'idiot proof'. Dat Electron ontwerp is gewoon lomp, ik kan er niets anders over zeggen. De schrijver loopt over van superlatieven over hoe geweldig het allemaal wel niet is en hoe onmisbaar zijn innovaties wel niet zijn, maar het toepassingsgebied van zijn voeding is er vrij smal door: een lompe zender aansturen. Deze voeding had net zo goed ontworpen kunnen worden met een 15V zener. Gebruik meteen een exemplaar in een schroefbehuizing en schroef hem stevig op de boeg van je schip zodat hij nooooit stuk gaat :

Mee eens, eigenlijk is het best een flater om dit zo te publiceren 4 jaar na de Radio Bulletin voeding

1) Onjuist:

De RB uA 723 voeding werd in April 1978 gepubliceerd, het Elektuurontwerp in de "1978 Halfgeleidergids" , Juli-Augustus 1978

Dat is dus niet 4 jaar laterm aar bijna simultaan!

2) Ik heb zelf in totaal 3 Elektuurvoedingen gebouwd;

- Precisie netvoedingsapparaat September 1980
- Labvoeding December 1982
- Motor Akkulader September 1994

Allen werkten prima voor het beoogde doel en geven nog steeds veel plezier (behalve de 1982 Labvoeding die helaas uit de opslag gestolen werd).

Ik denk dat heel veel mensen plezier aan deze ontwerpen hebben, want je komt ze nog steeds tegen op het Internet (sommigen zelfs in gepirateerde vorm).

Dat is IMHO het duidelijkst: "Copying is the sincerest way of flattery!"

1) Volgens mij antwoordde Sine zo ver ik kan zien op het ontwerp dat Bobosje in de post ervoor noemde, en dat was uit 1982:

Op 3 november 2023 01:03:23 schreef Bobosje:
Een compacte regelbare voeding vanaf 0 volt met een 723 en weinig componenten en geen hulpspanning.

Elektuur juli/augustus 1982 pagina 7-85 schakeling 56.

[bijlage]

Dat ontwerp heeft de karakteristieken van een AliExpress kloon: vergelijkbaar maar slechter. Als je het ontwerp van Radio Bulletin 1978 en Elektuur 1978 vergelijkt zie je dat ze met andere werkingsprincipes werken, dus ik heb geen bezwaar met het verschijnen van deze beide artikelen rond dezelfde tijd.

2) Mee eens, en ik doe vrolijk mee aan de piraterij!

Mijn plan is het om ideeën van verschillende bronnen te combineren, maar dan waar mogelijk met bronvermelding.

Intussen heb ik wat lopen te experimenteren met de samengestelde stroomspiegel met de twee BD139's. De gelijkloop tussen de twee transistoren is eigenlijk best wel goed, op 5mA op kamertemperatuur is het verschil in U_BE maar 0,6mV. Dat zou met een 0,15Ω shunt in een hypothetische voeding een offset van 6mA 4mA in de stroom zou geven, wat ik volstrekt acceptabel vind. Uiteindelijk zal ik de geïntegreerde stroomspiegel in de vorm van de BCV61 gebruiken (waar ik nog geen tests mee heb gedaan), maar het stemt me gunstig dat goede resultaten ook te behalen zijn met een paar simpele transistoren uit de voorraadbak.

Ik heb een aantal opstellingen gebouwd om te proberen te testen hoe warmtegevoelig de opstelling was, maar dat bleek lastiger dan ik dacht. In alle gevallen waar ik met een stroom warme lucht aan het spelen was bleek er ergens anders nog een ander component te zijn dat het instelpunt van de schakeling beïnvloedde. Ik weet dat een kleine drift in de stroominstelling bij grote temperatuurswisselingen sowieso zal blijven in mijn opzet, maar heb nog geen testopstelling kunnen bedenken om dat een getal te geven. Met een 'heat gun' op 125°C direct op de koude BD139 transistors op 5mA gemikt heb ik tot nu toe een assymmetrie van 0,5mA in stroom kunnen veroorzaken, maar deze test voldeed niet echt aan mijn eisen van reproduceerbaarheid. Ik geef het even op deze stroomspiegel verder te testen, dit leek simpel maar viel uiteindelijk tegen om op zinvolle wijze te testen en is voor het eindresultaat niet superbelangrijk.

In het geval van mijn conceptontwerp zou het toenemen van de referentiestroom doordat de U_BE's van de transistoren veranderen een belangrijke bron van temperatuursdrift zijn (al weet ik de temperatuursstabiliteit van mijn 723 nog niet). Dat heeft namelijk directe invloed op de spanning over de potmeter, en daarmee het waargenomen instelpunt van de stroombegrenzing. Ik verwacht niet meer dan een variatie in U_BE van 100mV, wat een afwijking zou geven van 1,5% in de stroominstelling, wat ik als 'worst case' best acceptabel vindt (zeker omdat 100mV variatie in U_BE best een grote ΔT vergt en er dan ook wel andere dingen zullen verlopen).

Initieel was ik van plan het eerdergenoemde bordje te testen op een breadboard, maar ik kwam er al snel achter dat dit lastig zou zijn omdat er nog best een hoop componenten extern zouden moeten. De kans op fouten wordt dan best groter, en componenten met dikke pinnen zoals grote transistoren en vermogensweerstanden gaan sowieso niet heel lekker samen met een breadboard. Ik heb dus ook een printje ontwikkeld om het kleine regelprintje op te monteren, dit is het schema waar ik mee heb gewerkt:

Dit schema werd deze (toch wel een beetje 'quick and dirty') print:

Vervolgens heb ik de print bestukt en dan ziet het er zo uit:

Daar heb ik vervolgens een soort testbare opstelling mee gebouwd:

Links zie je de 20V trafo en het eerste bordje is een kleine synchrone gelijkrichter die ik ooit eerder heb ontworpen en gebouwd (zie: Actieve gelijkrichterbrug), en is niet meer dan het equivalent van een brugcel en een 6800µF/35V elco. Het bordje onder test staat rechts en heeft de 'force' en 'sense' aansluitingen doorverbonden staan met een klein draadje. R10 en R11 doen dus niet zo veel in deze omstandigheden.

In dit ontwerp heb ik een MOSFET als constante stroombron toegevoegd omdat ik dat handig vond om de spanning naar dicht bij 0V te brengen zonder extreem te dissiperen op hogere spanningen. Dat was in de 24V voeding ook nodig omdat die (in tegenstelling tot wat de naam impliceert) tot bijna 30V kon leveren. Op de foto heb ik de MOSFET al onklaar gemaakt en vervangen met een weerstand omdat ik problemen ondervond (die daarmee overigens niet waren opgelost).

Natuurlijk heb ik veel teveel dingen tegelijk geprobeerd te implementeren, en dat gaat direct fout en na korte tijd begon er een 100Ω weerstand langzaam op te roken. Na heel wat foutzoeken en heel wat solderen en desolderen kwamen er een hele hoop detailproblemen naar boven. Als eerste bleek dat ik toen ik eerder tegen blackdog zei dat ik me herinnerde een BC139 te hebben gepland dat ik die pinout ook in het schema had gezet. Helaas heb ik de pinnummers niet aangepast toen ik uiteindelijk "BC550" bij het component zette. Eén 723, een BC550, twee weerstanden, een LM317 en een halve nacht foutzoeken verder en we zijn weer in actie. Vooralsnog werkt er nog haast niets naar behoren, maar daarentegen rookt er ook niets meer.

In elk geval heb ik het conceptschema aangepast om het totaalsysteem zoals we dat nu hebben te vertegenwoordigen, ik heb iets versimpeld waar mogelijk:

20231121edit: (let op: pin nummers 4 en 5 zijn hier per ongeluk omgekeerd)

Er zijn bekende problemen in het ontwerp, maar ik heb R5 en R6 aangepast naar aanleiding van de feedback van blackdog, maar omdat ik de print al had laten maken met een TO-92 footprint met de verkeerde pinvolgorde heb ik een BD137 in de gaten geduwd en gebruik ik die en heb ik die ook op het schema gezet. Het past niet heel lekker (weinig marge in gatdiameter), maar de pinnen staan wel op de juiste plek, en dat scheelt gezeik. De BD137 is snel zat voor deze taak, maar er is hier geen plek voor koeling, dus een hogere ruststroom zal hier niet echt een optie zijn.

Intussen heb ik ook ontdekt dat R17 in dit schema te klein gekozen is omdat hij de referentiespanning te zwaar belast en een relatief groot deel van het stroomverbruik van de 723 bepaalt. Dat had ik een beetje over het hoofd gezien. Als de MOSFET om welke reden dan ook volledig naar 0V geregeld wordt of de thresholdspanning van het gekozen exemplaar erg laag is moet er veel stroom worden geleverd door de referentiespanning. Hier was de 'steady state' spanning iets van 3,5V. Ik zal voor een volgende versie een andere voedingsspanning als bron kiezen om de weerstand op aan te sluiten, misschien met een zener ter bescherming van de MOSFET.

In elk geval is er vooruitgang, maar de schakeling werkt nog verre van optimaal. Ik zal eerst de compensatie trager maken en dan eens kijken of ik de eerste zinvolle resultaten kan produceren.

Hi Kruimel,

1) Bedankt voor de update: Het leest als een thriller.

Zie ik correct dat de combinatie LM317 /LM723 een zelfde soort principe is , als Elektuur destijd ontwierp voor de 7824 / LH0075 combinatie?

XX2 nl1980090381 (1).pdf

Hi Kruimel,

Je weerstand R17 voor het aansturen van de MOSFet kan natuurlijk een stuk hoger in waarde.
Er is op de uitgang van de voeding weinig verandering, dus je hoeft niet echt veel rekening te houden met dynamisch gedrag en de Gate capaciteiten.

Maar voor het testen van je U en I loop kan je de 470Ω weerstand er even uit laten.
De U en I loop zijn belangrijker.
Start met je U loop goed te krijgen, zoek uit wat de minimale waarde is voor C4, je compensatie condensator.
Doe dit zonder dat Pin-2 van de LM723 is aangesloten en ja, dan heb je geen kortsluit beveiliging maar je kan dan wel goed de U loop testen.

Afhankelijk van de snelheid van je power sectie en de Gain in je power sectie, zal de compensatie condensator tussen de 220pF en de 4700pF kunnen zijn voor goed stabiel gedrag.
Testen bij kleine stromen zeg 50 a 100ma en de maximale stroom van rond de 2 Ampère.
De uitgang spanning is bij jouw opzet minder van belang, daar de gain(feedback weerstanden) vrijwel gelijk blijft bij verschillende uitgang spanningen.
Maar voor je gemoedrust, bij 3V, 10V en max zeg bij 24V testen.
Weet je wat de minimale waarde is voor C4 waarbij de U loop schakeling stabiel is, neem de condensator dan ongeveer 2x zo groot, vooral als de minimale waarde beneden de 1500pF is.

Daarna ga je de stroombeveiliging testen, probeer deze lokaal te compenseren Zoals R4 en C2 als uitgangspunt, zoek ook hier uit wat de minimale waarden zijn.

Pas als laatste als de U en de I loop goed zijn, dat test je de stroombron schakeling met je MOSFet.

Pas als je de indruk hebt dat de stabiliteit goed is, dan kan je gaan trimmen voor optimalisatie als nodig

Groet,
Bram

Hi redguuz,

Dat zie je verkeerd.

Bij Kruimel "staat"de LM317 op de referentie spanning die uit de LM723 komt.
Daarbij zou je denken dat dan de referentie uitgang zou worden opgelift.

Dat is niet het geval, de potmeter die de spanning insteld verbruikt wat meer stroom deze is 1K en bij 7V referentie spanning loopt daar dus ongeveer 7mA.

Je zal de stromen die er lopen moeten optellen bij elkaar en dan zal de referentie uitgang b.v. max 2mA leveren en de LM317 de rest.
Met R15 kan je dan de stroom instellen die de LM317 moet leveren voor een goede balans.
De LM723 te veel laten leveren op zijn referentie uitgang, levert meer temperatuur instabiliteit op.
Ik plaats bijna altijd een koelvin op een LM723 en laat hem verder zelf zo weinig mogelijk stroom leveren.

Groet,
Bram

Op 6 november 2023 10:21:54 schreef redguuz:
Zie ik correct dat de combinatie LM317 /LM723 een zelfde soort principe is , als Elektuur destijd ontwierp voor de 7824 / LH0075 combinatie?

Het is zoals blackdog zegt iets anders. In dit geval wil ik gewoon voorkomen de referentiepin over te belasten en warmteontwikkeling in de chip verminderen door de stroom door de chip te verkleinen. Er is geen duidelijk spec voor de maximale referentiestroom van de 723, maar de absolute max is 15mA. In jouw geval kan je het in het artikel ook terugvinden:

De voorstabilisering met IC1 is, zoals gezegd, noodzakelijk om de maximale ingangsspanning van IC2 op een zekere waarde te begrenzen. Het datablad geeft daarvoor 32V aan. Teoretisch blijft er na IC1 30,2V over.

De maximale spanning zal je hier bijten. Met een 26V transformator kom je op pieken van bijna 37V, en dat is nog niet rekening houdend met variatie in netspanning en een iets hogere onbelaste spanning van een transformator. Je kunt in theorie ook een iets lichtere transformator gebruiken en accepteren dat je de 25V niet haalt. De opbouw van de voeding heeft een hoop BE-overgangen in serie, dus de uitgangsspanning moet een paar Volt lager dan de laagste dips in de elcospanning zijn. In dit ontwerp is meer ruimte, de opstelling is 'low dropout' en zal waarschijnlijk bij 1,5V over de regeltransistoren nog werken.

Overigens zal het in mijn geval ook uitmaken als ik niet een 20V trafo had gebruikt, want met de LM317 in serie kan ik in principe tot U_REF+3,9V+(U_IN-U_OUT)_MAX≈50V gaan. Dat zou ruimte geven voor 35V_AC, dus iets als een 30V trafo met wat marge. Dat doe ik tijdens testen liever niet, maar het kan wel als de schakeling goed gebouwd is. De kortsluitbeveiliging van de LM317 werkt dan niet meer, dus daar moet je dan rekening mee houden. Je kunt dat probleem een beetje ondervangen door een weerstand in serie te zetten.

Op 6 november 2023 11:07:51 schreef blackdog:
Je weerstand R17 voor het aansturen van de MOSFet kan natuurlijk een stuk hoger in waarde.
Er is op de uitgang van de voeding weinig verandering, dus je hoeft niet echt veel rekening te houden met dynamisch gedrag en de Gate capaciteiten.

Maar voor het testen van je U en I loop kan je de 470Ω weerstand er even uit laten.
De U en I loop zijn belangrijker.

Ware woorden. De 470Ω was een copy-paste uit de 24V voeding waar de stroombron met een lagere spanning gevoed werd en ander gedrag vertoonde. Ik heb de gate en de source van de MOSFET kortgesloten, want elke keer dat ik een componentjes op dat kleine bordje moet aanpassen moet ik eerst die module van 10 pinnen desolderen om er bij te kunnen.

Start met je U loop goed te krijgen, zoek uit wat de minimale waarde is voor C4, je compensatie condensator.
Doe dit zonder dat Pin-2 van de LM723 is aangesloten en ja, dan heb je geen kortsluit beveiliging maar je kan dan wel goed de U loop testen.

Afhankelijk van de snelheid van je power sectie en de Gain in je power sectie, zal de compensatie condensator tussen de 220pF en de 4700pF kunnen zijn voor goed stabiel gedrag.
Testen bij kleine stromen zeg 50 a 100ma en de maximale stroom van rond de 2 Ampère.
De uitgang spanning is bij jouw opzet minder van belang, daar de gain(feedback weerstanden) vrijwel gelijk blijft bij verschillende uitgang spanningen.
Maar voor je gemoedrust, bij 3V, 10V en max zeg bij 24V testen.
Weet je wat de minimale waarde is voor C4 waarbij de U loop schakeling stabiel is, neem de condensator dan ongeveer 2x zo groot, vooral als de minimale waarde beneden de 1500pF is.

Daarna ga je de stroombeveiliging testen, probeer deze lokaal te compenseren Zoals R4 en C2 als uitgangspunt, zoek ook hier uit wat de minimale waarden zijn.

Pas als laatste als de U en de I loop goed zijn, dat test je de stroombron schakeling met je MOSFet.

Pas als je de indruk hebt dat de stabiliteit goed is, dan kan je gaan trimmen voor optimalisatie als nodig

Je hebt helemaal gelijk. Ik had alles in mijn hoofd al een soort van theoretisch rondgepraat, maar als je het printje dan in je handen hebt ontdek je dat je alle tussenstappen in werkelijkheid heel wat lastiger kan testen dan in de schema-editor. Ik zal jouw volgorde aanhouden voor de tests en aanpassingen, en zal daarna verder kijken. Als ik eenmaal met zo een project bezig ben wil ik nog weleens alle kanten op gaan (zeker als je er dan 's avonds laat nog mee bezig bent), dan is een frisse blik echt wel wat waard. Dank daarvoor!

Een ander ding dat ik in de 24V voeding ontdekte en op één of andere manier ben vergeten is het aanbrengen van wat D2 is in de concepttekening (waar ik er wel aan heb gedacht natuurlijk ):

Hier bleek de extra spanningsval van een diode nodig te zijn om de stroomspiegel goed te laten functioneren. Het lijkt er op dat de balans van een stroomspiegel niet lekker meer werkt zodra de collectorspanning van de (in dit geval) rechter transistor erg laag is. Dat zal een verzadigingseffect zijn, maar ik had verwacht dat de stroomspiegel in balans zou zijn met de collectors op dezelfde spanning, maar het lijkt er op dat dit de absolute ondergrens is. Dit is een beetje onhandig, dus ik verwacht de stroomregeling pas na een aanpassing op het dochterbordje op orde te krijgen. Ik denk dat ik voor de tests misschien nog even een weerstand in serie zet met de spanning van de brugcel om een soort primitieve stroombegrenzing te hebben. Gelukkig kunnen de meeste relevante componenten wel een paar Ampère aan.

Wat ik nu ook zie is dat ik de verkeerde shunt heb geïmplementeerd: dit is zo een "AliExpress special" met een idiote temperatuursdrift waar ik in het 24V voedingstopic over klaagde: Kruimel in "Projectje: 24V voeding met foldback stroombegrenzing". Deze dingen hebben een geschatte drift van iets van 2600ppm/°C, wat waarschijnlijk veel groter zal zijn dan de drift van de halfgeleiders (al krijgt de shunt met 2A maar net over de 0,5W te verduren). Die zal ik ook moeten vervangen voor ik stabiliteitstests kan doen, al is dat (zoals je zegt) een stuk lagere prio.

Al met al blijft er werk te doen, dus jullie horen nog van me!

Hi Kruimel,

Ik ken het effect als je alleen zelf met complexe electronica bezig bent. (drie loops hier)
En voor iedereen die denkt dat een LAB voeding simpel is... zie wat Kruimel jullie laat weten, dit zeker als je het iets anders wilt gaan doen dan gewoonlijk.

Ik gebruik CO als klankbord om de blinde vlekken op te lossen, daarom staat er vaak "Shoot" aan het einde van een post van mij.
Toen ik nog bij een bedrijf werkte overlegde je met een collega of een chef kwam over je schouder mee kijken en kreeg je vanzelf een corrigerende mentale tik.

Dat doet mijn vriendin nu, maar dan zegt ze: wil je een koppie thee schatje?
En door dat ik dan even uit het probleem ben, zie je soms weer dingen op een frissere manier.

Groet,
Bram

Van de 723 is gespecificeerd dat pin 6 (Vref) max. 15mA kan sourcen.
Het is niet gespecificeerd dat deze pin stroom kan of mag sinken en hoe stabiel de Vref spanning dan blijft.

Klopt, maar bij de "absolute maximum ratings" en niet de "recommended operating conditions", dat noemde ik daarom ook expliciet:

Op 6 november 2023 13:16:38 schreef Kruimel:
Er is geen duidelijk spec voor de maximale referentiestroom van de 723, maar de absolute max is 15mA.

Op dat punt krijg je de referentiespanning alleen zeker weten niet meer, het enige dat je dan kan zeggen dat de transistor die het levert niet onmiddelijk overlijdt. Direct op de rand van de afgrond vond ik geen goed idee, zeker nu ik een 1k potmeter heb gespecificeerd. Bovendien zou de chip bij 28V ingangsspanning (de piekspanning die van mijn trafo komt) en die 8mA moet leveren en een thermische weerstand van 86°C/W heeft door deze dissipatie alleen al 14°C opwarmen. Mijn bedoeling was alles dat warmte geeft verderop te zetten, of in elk geval niet direct op de chip laten gebeuren. Dat is de reden dat de LM317 en de BD137 ook niet op hetzelfde bordje zitten, ook al is dat relatief makkelijk te doen.

Het schema van de 723 staat ook in de datasheet. Ze verschillen soms wat, maar ze hebben zo ver ik weet allemaal gemeenschappelijk dat ze stroom 'sourcen' door direct of indirect aan de emitter van een transistor te zitten:

Als je hier stroom de ref pin in drukt krijg je rare effecten doordat je de interne ruststromen scheef trekt, en als je je best doet bij een paar transistoren stroom de emitter terug in drukt. Dat geeft natuurlijk op zichzelf bakken problemen, maar schijnt de versterkingsfactor te kunnen schaden.

Hi Kruimel,

Wat ik al aangaf, als je de stroom weet die moet gelevert worden, laat de 723 dan ongeveer 2mA a 3mA leveren als referentie stroom.
De rest kan door de LM 317 schakeling worden voorzien, zorg dat de LM723 wat meer voeding spanning ziet.
Dit omdat de LM723 pas rond de 12V, zig lekker in zijn vel voelt.
Zo snel inschattend zal de LM317 wat meer stroom moeten gaan leveren, er gaat al 7mA door de 1K + de stromen door je twee stroombronnen.
R17 van d stroombron kan je beter aan de uitgang van de LM317 hangen, volgens mij blijf je dan nog steeds binnen de 20V Gate spanning.

De stroom die extra geleverd moet worden is simpel te berekenen aan de hand van de referentie spanning van de LM317(1,23V) en de weerstand van de uitgang van de LM317 die naar de regelingang loopt, in het schema is dat R15 van 220Ω.
Zeg dat er totaal 10mA nodig is aan referentie spanning en je laat de referentie uitgang zelf 3mA leveren.
Dan zal de LM317 7mA moeten gaan leveren om de LM317 Zelf niet te ver op te stoken.
Dan kom je uit op rond de 180Ω i.p.v. 220Ω.
En dan pas je R16 aan zodat de LM723 12V op zijn voeding pinnen krijgt en die wordt dan 560Ω.

Groet,
Bram

Dat over R17 zat ik inderdaad ook al te denken, goed dat je het zegt. Dat ligt nu even stil omdat ik de stroombron nu even niet gebruik en ik voor deze aanpassing toch een deel van dat bord zal moeten herindelen. Waarschijnlijk zal ik een klein deel van deze schakeling gewoon even naar buiten voeren en in TH zwevend opbouwen zodra ik ermee bezig ga. Nu ben ik de spanningsloop aan het bekijken en voor de test bouw ik misschien wel even een apart (gevoed) schakelingetje op of implementeer ik een kleine negatieve hulpspanning. Nu ben ik het IC toch nog een beetje aan het martelen door zo veel stroom uit de referentiepin te trekken via de kortgesloten gate-aansluiting van de MOSFET (wat de chip blijkbaar vrij aardig trekt). De LM317 wordt ook handwarm door dit extra verbruik.

De referentiestroom kan inderdaad groter, dat zal ik binnenkort even aanpassen, de huidige tests zijn nog even met de 5,8mA of zo die met de 220Ω weerstand werden veroorzaakt, ik denk dat ik voor een 150Ω weerstand ga om ~8mA aan stroom te leveren. Denk je alleen dat het verschil tussen 11V en 12V het verschil gaat maken tussen goed en slecht werken? Alle regelelementen in het IC worden via zenergestabiliseerde stroombronnen gevoed, en zouden vanaf de minimum aangeraden waarde van 9,5V toch aardig aan de specs moeten voldoen? De keuze voor deze spanning ligt aan het feit dat ik het instelpunt van de rustspanning over R6 (in de concepttekening) nu vrij mooi in het midden heb zitten van de min (0V) en de max (~2,2V). Als er dan iets mis gaat is de stroom die door Q2 kan begrensd. Dat helpt (en heeft volgens mij al geholpen) met het halen van een lage transistor-opblaas-factor^TM.

Het schema is nu zoals je hier ziet en op deze manier is de schakeling onbelast ogenschijnlijk stabiel (maar ik heb niet echt gelet op de stroominstelling, dit was gewoon proberen):

20231121edit: (let op: pin nummers 4 en 5 zijn hier per ongeluk omgekeerd)

Ik heb de Miller compensatie hier verwijderd omdat die eigenlijk niet zo logisch was omdat de 'output' eigenlijk (indirect) aan massa ligt (het is een 'common emitter' opstelling). De AC spanning op het interne compensatiepunt is daardoor heel begrensd en een compensatiecondensator zou hier relatief groot moeten zijn om effectief te zijn. Nadeel nu is dat er een compensatie is naar een punt dat onderweg al fase-draaiing kan zijn tegen gekomen. Door de relatief hoge ruststromen in die route verwacht ik weinig op lage tot medium frequenties, maar het is iets om in het achterhoofd te houden.

De uitgang had wel een uitgangscondensator nodig, maar die hoop ik na het heractiveren van de stroombron weg te kunnen doen. Nu bleek een kleine 4,7µF elco voldoende voor stabiliteit, mijn specifieke exemplaar uit de rommelbak bleek volgens mijn testertje een ESR te hebben van ongeveer 4,4Ω, ik weet niet of deze eigenschap bijdraagt aan de stabiliteit. Ik heb vreemde reacties (met erg hoge spanningen) kunnen uitlokken met een kleinere keramische condensator. Een beetje inductie in de feedback zou hier een hand in kunnen hebben gehad :

Natuurlijk is er nog zat te analyseren en verbeteren, maar de basisnummers lijken te kloppen. Ik kan de spanning regelen van ongeveer 0,12V (waarschijnlijk niet helemaal 0 door de laststroom die dan in de µA is) en 22,7V (wat het mogelijk maakt uit te rekenen dat de referentiespanning op dat moment een heel aannemelijke 7,24V was). Dit is de basisopstelling van de Radio Bulletin voeding, dus het is niet gek dat het werkt, maar een 'sanity check' kan nooit kwaad.

Wat ik trouwens nog tegenkwam via één van redguuz' links is dat het defect raken van de 723 soms nog wel gebeurde doordat de regellus overgecompenseerd was en de interne transistor voor de stroombegrenzing in de reactietijd van de compensatielus een deel van de kortsluitstroom door zijn BE-sperlaag kreeg. Dat zou best de defecten die incidenteel over de Radio Bulletin voeding werden gerapporteerd kunnen verklaren. Mijn specifieke opzet zou daar immuun voor moeten zijn vanwege de externe transistoren. In sommige datasheets vind ik ook een basisweerstand voor deze transistor aangegeven, dus het zal uitmaken of die er is en hoe groot. Niet alle weerstanden in de schakeling staan altijd in de datasheet.

Op het moment van inschakelen loopt er een sink stroom naar pin 6 van de 723 via R16. Ook na inschakelen kan er een sink stroom naar pin 6 blijven lopen en is Vref ongedefinieerd.
Pin 6 van de 723 onder alle omstandigheden alleen stroom laten sourcen.

Edit: 327 moest natuurlijk 723 zijn.

Je maakt het hier niet makkelijk door het typenummer van de chip een beetje te mangelen: de regelaar voor de voeding is een 723, en de de voedingsspanning daarvoor wordt geregeld door een LM317.

Je conclusie is IMHO een beetje een slag in het donker: op welke manier dacht je dat de voedingsspanning op zou komen? Zo ver ik kan zien zou de LM317 in zijn eentje werken als een vaste regelaar voor 1,25/R15*(R15+R16+RV1)=9,6V. Dus als de 723 helemaal niets doet of ontbreekt zal die dus 9,6V voeding krijgen, wat genoeg zou zijn om de interne stroombronnen die nodig zijn voor de referentie-uitgang te activeren:

Op dat punt staat er 1,25/R15*RV1=5,6V op de Ref uitgang van de 723, wat niet genoeg is om de interne zener te activeren, en ook te laag is om de twee BE-overgangen van de transistoren die daar zitten te activeren. Zodra de interne stroombronnen actief worden (wat waarschijnlijk sneller gaat dan het op gang komen van de LM317 gegeven een compensatiecondensator van maar 5pF) zal de referentie-uitgang stroom gaan leveren en zal de spanning op de referentie-uitgang stijgen, wat op zijn beurt de voedingsspanning zal doen stijgen. Dat laatste heeft haast geen invloed meer op de werking van de 723 omdat die op dat punt intern zijn zaakjes al vrij aardig op orde heeft. Het enige dat dan nog zal gebeuren is het hoog genoeg worden van de voedingsspanning om Q2 buiten de 723 open te sturen.

Wat ik wel nog zou kunnen doen is een de stijgtijd van de voedingsspanning van de 723 te beperken door een condensator van de "adj" pin van de LM317 naar massa, dat zou dan parallel zijn aan D3. Het verbetert ook de regel-eigenschappen van de LM317 en heeft eigenlijk geen nadelen. Misschien prop ik die nog wel even parallel aan D3 onder op de print, maar dat heeft IMHO geen prio.

Het interne schema van een 723 in de datasheet verschilt van fabrikant tot fabrikant en het interne schema laat zeker niet alles van het circuit zien, fabrikanten geven hun circuit detail geheimen niet prijs in een datasheet. De andere gegevens in de datasheet zijn leidend bij een goed en degelijk 723 ontwerp en daar staat een sink current op pin 6 niet bij.

Het schema dat ik toonde komt uit de 'application note' van Fairchild uit 1968 die bprosman hier linkt. Dus ondanks het feit dat dit hun nieuwe chip was hebben ze vlak na het uitbrengen van het component in een 'application note' het exacte schema vrijgegeven. Het onderstaande schema komt volledig overeen met wat je op de 'die' kan zien:

Bron: Richi's lab, Fairchild µA723HC

Dit schema klopt niet met de 'application note' uit 1968 (Q9 en Q11 zitten anders), maar wel met het schema in de latere (en huidige) datasheets, waarschijnlijk omdat dit specifieke component pas in 1983 werd geproduceerd en een nieuwe revisie betrof. Het gebeurt niet zo vaak meer dat het volledige schema wordt gepubliceerd, maar was best lang best normaal. Het starten van een halfgeleiderfabriek alleen om een ontwerp na te maken was in 1968 gewoon niet zo een groot gevaar.

En nee, je kunt er inderdaad niet van uit gaan dat alles exact hetzelfde is voor alle andere 723 typen en productie-jaren (sterker nog: er zijn een aantal bekende aanpassingen gedaan), maar we hebben het nu wel om een erg klein risico. Bovendien weten we al dat het werkt, ik heb de schakeling immers gebouwd en vastgesteld dat de referentie-uitgang 1) niet opgeblazen is geraakt en 2) de referentiespanning gewoon binnen de specificatie is.

Zoals beloofd heb ik de stroom via de LM317 iets vergroot door R15 te verlagen en de weerstand voor de MOSFET los te solderen. De schakeling gebruikt nu netjes iets van 20mA wat vrij aardig klopt met de theorie (10mA via Q2, 7mA via RV1 en de rest via de 723 en het kleine grut). Er is ook geen merkbare warmte meer rond de chip waar te nemen. Ik vergat het op het schema te verwerken, maar R15 is nu 180Ω en R16 is nu 390Ω, er zijn echter meer wijzigingen:

20231121edit: (let op: pin nummers 4 en 5 zijn hier per ongeluk omgekeerd)

In mijn nimmer-eindigende pogingen om een voeding te bouwen zonder uitgangscondensator heb ik geprobeerd om de stabiliteit te verbeteren door de compensatie via Q3 en Q4 te regelen. Het probleem met deze opstelling is namelijk dat er twee plekken versterking is: enerzijds zit er veel verschilversterking in het IC, maar ook de transistoren zorgen voor veel versterking, wat samen een recept is voor instabiliteit. Nadeel van die laatste versterkingstrap is de sterke afhankelijkheid van die componenten van de uitgangsbelasting, die ik nu zal proberen te verminderen om de lusversterking te kunnen afschatten.

Ik heb een relatief grote 10nF Miller capaciteit toegevoegd aan de samengestelde uitgangstransistor Q3/Q4. Omdat de stromen waarmee ik deze transistoren aanstuur door de relatief klein gekozen weerstanden relatief groot en bekend is kan ik de transistoren met deze condensator een bekende transconductantie geven. Dat maakt het mogelijk een inschatting te doen van tot hoe ver ik de aansturing moet compenseren om te zorgen dat de schakeling als geheel stabiel wordt. Op dit moment heb ik de waarde gekozen om een 'slew rate' begrenzing te hebben van een (relatief arbitraire) 1V/µs (ter referentie, de hoogste waarde die ik van de 24V voeding heb gezien was 0,2V/µs).

Nu kreeg ik mezelf niet zo ver om de benodigde berekeningen om het IC zelf goed te compenseren te doen, dat is een lastig werkje, maar ik heb het IC nu gecompenseerd met een grote condensator en een best hoge serieweerstand. Die zorgt ervoor dat de versterking van het IC voor hogere frequenties beperkt blijft, en de uitgangstrap de dominante snelheidsbepalende factor wordt. Onder die frequentie zal de verschilversterker de authoriteit hebben om de spanning naar een nauwkeurige waarde te brengen. De waarden voor deze componenten zijn gewoon met mijn onderbuik gekozen om even te testen: de 12k weerstand was grofweg de impendantie van de spanningsdeler aan de inverterende ingang, en de 10nF was gewoon één stap groter dan de 4,7nF die ik eerder had en een beetje leek te werken.

Goed nieuws: de schakeling met een 1kΩ lastweerstand is onder deze omstandigheden stabiel zonder elco op de uitgang. Dat had ik niet meteen verwacht, maar dit blijkt wel te werken. Ik zal nu aan het werk moeten om de weerstand en condensator naar een kleinere waarden te krijgen en zal dan wat dynamische tests moeten gaan doen. Ik denk dat het op deze manier compenseren misschien de juiste weg zou kunnen zijn. Het zal wat tijd kosten om het "juiste" ding te doen en de versterkingsfactoren van de verschillende stappen in het proces te berekenen, maar als ik het voor elkaar krijg zal ik proberen dat te delen. Lusstabiliteit is nogal een droge oefening om (goed) te doen, en buiten het feit dat ik er nooit een ster in was, is het in mijn geval ook nogal roestige kennis.

En dan moet je het geheel nog testen met een belasting van bijv. 100uF. De meeste projecten beginnen met een (100uF) condensator over de voedingslijnen.

Dat klopt, maar mijn ontwerpfilosofie was om hem enerzijds stabiel te maken zonder capaciteit, en anderzijds het werkingsprincipe immuun te maken voor capaciteit aan de uitgang. Die volgorde is bewust, want ik heb het sterke vermoeden dat de ontwerpmethode met een ordegrootte 100µF elco aan de uitgang en compenseren vanaf daar een hoop van de overgecompenseerde ontwerpen waar blackdog het over heeft kan hebben veroorzaakt. Ik zal proberen te weten waarom ik specifieke waarden kies voor compensatie en capacitieve last en welke lasten ik verwacht dat instabiliteit zullen geven.

Ik dacht eventjes uit te typen waarom ik dit dacht, maar na twee valse starts en half uitgewerkte ellenlange verhalen heb ik met maar opgegeven om er een droge lap tekst van te maken. Je vraag is hiermee dus niet beantwoord, maar dat ben ik nog wel van plan, dus help me graag herinneren als je uiteindelijk je antwoord niet krijgt...

Mijn plan is nu om te beginnen met een aangepast schema om dan in stappen te verklaren hoe ik op de gekozen waarden en indeling kom:

20231121edit: (let op: pin nummers 4 en 5 zijn hier per ongeluk omgekeerd)

Ik heb de indeling gewijzigd om het (voor mij althans) wat overzichtelijker te maken. De aanpassingen zijn alleen nog maar in het schema, en zijn nog niet geïmplementeerd op het bord. Dat is sinds de laatste post ongewijzigd gebleven en ik kan er nog voor kiezen om waarden aan te passen.

Ik heb de stroomvoorziening veranderd in een stroombron. Dit doe ik in anticipatie van een later stadium, wanneer de stroom door de shunt gemeten moet worden. Dan wil ik geen last te krijgen van terugkoppeling van stroomvariatie door de schakeling. De stroom door de shunt zal nu doorlopend 18mA+I_last zijn, zonder invloed van eventuele dynamische effecten van het regelsysteem. Tevens is er dan geen condensator nodig direct voor de ingang van het IC, wat voor een versimpeling zorgt.

In mijn hoofd ga ik in de komende posts een aantal onderwerpen proberen te behandelen om een samenhangend verhaal te maken:

• Mijn versie van de theorie van stabiliteit (van dit specifieke type systeem)
• De ontwerpfilosofie zoals ik hem wil toepassen op deze schakeling
• Een opdeling in blokken van de schakeling
• Wat wiskunde om deze theoretische blokken concrete getallen en karakteristieken te geven
• Een inschatting van waar een echte schakeling van de theorie kan afwijken
• Wat dagdromen over de potentie en toekomstige aanpassingen van de schakeling
• Het daadwerkelijk gaan doen.

Al deze punten gaan vooralsnog alleen nog maar over de spanningsregeling, dus als ik dit ooit allemaal uitgewerkt krijg moet de stroomregeling nog. Dat zou met deze basis een stuk makkelijker moeten gaan, maar ja, ik heb het gevoel dat ik hiermee misschien iets ambitieuzer ben dan waar ik de discipline voor heb om waar te maken. Houd er dus rekening mee dat het een iets minder overzichtelijk werk zal worden dan waar ik jullie hier nu lekker voor maak. Wordt vervolgd in elk geval...

edit: Foutje in schema aangepast naar aanleiding van onderstaande.

Q1 ???