Metingen aan de LM723 series spanning regelaar.

In dit deel worden de volgende punten behandeld

A: Fabrikanten van de 723 regelaar die nog te koop zijn.
B: Schema opbouw van de 723.
C: Stabiliteit van de Referentie spanning metingen.
D: Bandbreedte metingen van de OpAmp in de 723.
E: Openloop metingen van de OpAmp in de 723.

.
A: Fabrikanten van de 723 regelaar die nog te koop zijn.

Nou, daar kan ik vrij kort over zijn, alleen Texas Instruments levert dit IC nog volop.
Ik heb voor de beschikbaarheid gekeken bij de drie grote leveranciers Farnell, DigiKey en Mouser.

Natuurlijk hebben allerlei kleinere leveranciers nog de volgende merken ST, National en SYC kom ik ook tegen.
Via EBay en Aliexpress is nog zat te koop voor weinig geld, ook versies uit het Oostblok.

B: Schema opbouw van de 723.

Blokschema van een 723 Ic in de TO behuizing.

.
Kijk vooral eens in dit document van Fairchild uit 1968, met in het laaste stuk info over de opbouw van de 723 en de werking, dan hoef ik daar geen tijd aan te besteden.
https://www.bramcam.nl/NA/723/Fairchild-uA723_application_note.pdf
.

PS
Voor de gene die eens naar een moderne variant van de 723 willen kijken in een enkele of dubbele uitvoering en
welke is ontworpen voor Automotive toepassingen, kijk dan eens naar onderstaande link bij TI.
Maar op het ogenblik niet leverbaar en dat geld ook voor de samples.
https://www.ti.com/product/TPS7B7701-Q1?keyMatch=TPS7B7701-Q1&tise…

Forumgebruiker Arco wees mij op de onderstaande link als leuke toevoeging, dank hiervoor!
Dan kunnen jullie de 723 van binnen bekijken.

https://www.richis-lab.de/LM723.htm

------------------------------------------------

.
C: Stabiliteit van de Referentie spanning metingen.

Dat is met redelijk goede multimeter met 4.5 digit te controleren, een hogere resolutie van de meter geeft je echter wel een nog beter/sneller idee van de stabiliteit.
Je kijkt naar de 7.15V referentie spanning direct bij het inschakelen en je wacht 1 minuut, ondertussen hou je de referentie spanning in de gaten.
Ik hou als referentie spanning nu even 7.15V aan, maar hij kan volgens de datasheet varieren tussen 6.8V en 7.5V.
De rede voor 12V tot 15V voeding op het Ic, is de interne dissipatie zo laag mogelijk te houden.

Een goede 723 is binnen een seconde of 15 stabiel tot op de laatste digit.
Twee stuks van het merk Nationaal Semiconductor gingen hier direct het ronde grijze archief in, ronduit bagger.
Daar het er maar een paar zijn die ik heb gemeten kan ik dus niet zeggen dat iedere 723 van Nationaal Semiconductor slecht is.
Dit geld ook voor de goede gemeten typen, al zijn bij die typen de variaties per IC wel altijd een stuk minder.

Deze test heb ik gedaan met de + en de - ingang van de OpAmp in het IC doorverbonden tegen het genereren,
dat was dus een simpele opzet, ontkoppel condensator over het IC op het BreadBoard.
En dan de referentie uitgang meten.

Zo heb ik het gedaan voor een handvol 723 Ic's, in het schema staat de metal can versie aangegeven, maar ik heb ook een aantal Thomson 723 SMD Ic's,
die ik bij Kareltje had gekocht gemeten, welke ik op een verloop printje heb gesoldeerd om er aan te kunnen meten.

.
De meting is gedaan met een voedingspanning tussen +12 en +15V op het IC.
In deze configuratie is het opgenomen vermogen tussen de 30 en 50mW.
Deze dissipatie in het IC verhoogt de chip temperatuur en hierdoor drift de referentie uitgang.
Hoe beter de fabrikant de temperatuur correctie heeft geregeld, hoe kleiner deze opwarm drift.
Ik kan nu al verklappen dat de ST en de Thomson versies die ik heb, de meest stabiel zijn bij deze test.
Ook een moderne “Metal Can” van TI is vrij goed, maar daar heb ik er maar één van.
Dan hebben we nog drie eigenschappen waar rekening mee gehouden moet worden en als eerste is dat de lange termijn stabiliteit.
Ik ga voor dit topic uit van een 723 LAB voeding die met potmeters wordt ingesteld en dan is de lange termijn stabiliteit van de referentie niet zo van belang, daar de potmeters toch steeds anders staan ingesteld.

Drift van de referentie sectie ten gevolge van de eerst keer onder spanning zetten van het Ic.
In een ander topic heb ik laten zien hoe ik een stukje USB meetapparatuur voor het loggen van metingen 10x een 723 voor een wat langere tijd getest heb.
Iedere referentie drift vanaf de eerste keer dat je hem onder spanning zet!
Meetinstrumenten fabrikanten verouder hun referenties voor ze een multimeter of kalibrator in gaan.
Dat kan tot meerdere maanden oplopen, zover mijn kenning rijkt tot bijna een half jaar.

Voor een 723 LAB voeding niet zo intressant, daar deze vrijwel allemaal met potmeters zijn uitgevoerd.
Maar zeker intressant om te weten naar mijn mening.

Hieronder wat plaatjes van mijn meetopset om van 10 stuks 723 de eerste drift te loggen.
Zo heeft het zeven dagen op mijn werkbank gelegen.

.
Dit is een screenshot van het eerste uur, dat de meting aan 10 stuks 723 Ic's in deze deze meetopstelling heeft aangestaan.

.
Dit is het schema van de meetopset, ik "lift" hier de Picolog 1216 meetunit voor DC met 5V die uit een LT1021 referentie komt, dit om gunstiger uit te komen in het dynamisch meetbereik van de Pocolog 1216.
De Picolog 1216 heeft maar één meetbereik dat tot +2,5V loopt, of ik kon gaan verzwakken voor 10 ingangen of dus de massa van de Picolog +5V liften zoals hier aangegeven.
De LT1021 is veel stabieler dan de referentiespanning in de 723 Ic's, het breadboard voegt natuurlijk wel wat instabiliteit toe, maar dat is klein t.o.v. wat ik wil laten zien.
Er is op een volgende foto ook de temperatuur verschillen zichtbaar, welke door het dag en nacht ritme worden veroorzaakt, dus het temperatuurverschil in de meetruimte.

.
Zo ziet de logsoftware van de Picolog 1216 er uit, er kan hiermee een export worden gedaan naar PDF en naar een EXCEL bestands formaat.

.
Dit zijn de gegevens na 15 uur aanstaan, met nu een lijstje dat het nummer van het Ic aangeeft.
Er is hier heel goed zichtbaar dat van een aantal Ic's de drift in het begin erg groot is.
Ik kom hier nog op terug bij bespreking van het Philips schema, waarom er dus zoveel trimpot in dat schema zitten.

Welk Ic is welk type in de grafieken.

1  =  National Semiconductor, TI
2  =  Harris
3  =  Harris
4  =  Thomson
5  =  Thomson
6  =  Tesla
7  =  Tesla
8  =  Tesla
9  =  Tesla
10 =  Tesla

.
Hier heeft de meting bijna vijf dagen aangestaan en de onderste twee Ic's laten mooi de gevoeligheid zien voor de omgevings temperatuur tijdens het dag/nacht ritme.
De Ic's met de grootste drift zijn bijna allemaal van Tesla, maar de grijze grafiek heeft twee a drie dagen extra aangestaan, dit omdat ik daar al eerder aan gemeten had.
De grijze trace is een van de meest stabiele geworden alleen maar door hem langer aan te laten staan, de 10 stuks 723 staan nu nog steeds aan, ze worden aleen nu niet meer gelogt.
De 723 met de grijze trace had ik al een paar dagen aangemeten, vandaar.

.
Voor de indruk in hoeverre de temperatuur en luchtvochtigheid varieerde in mijn meetkamer, zie het plaatje hieronder.
De bovenste grafiek is van 26/27 juli en de onderste grafiek is van 26 juni tot 26 juli dit jaar.

.
Nog een leuke, het noodweer dat we hier in Amsterdam hadden op 27 juli, bij de grijze en groene grafiek is van dat noodweer vrijwel niets terug te vinden...

.
Dit is een stukje uit de datasheet van een TI REF5010 Referentie Ic, welke de eerte 1000 uur en in het tweede plaatje van 1000 tot 2000 uur na inschakelen laat zien.
Dat laat ik hier zien, omdat de 723 echt niet de enige Referentie is, die de eerste uren drift heeft.

.
Ik had wat verse samples aangevraagt van de REF5010 en deze ook in een meetsetup geplaatst.
Ook deze REF5010 sample heeft de zelfde opgaande drift zoals dit in de TI datasheet te zien is.
De paar negatieve pulsen, komen hier uit mijn meetomgeving en mogen jullie negeren.
Deze meting heeft zoals jullie kunnen zien één dag en ziestien uur gelopen.

.
De DC en AC Ri van de referentie sectie
De volgende eigenschap is ook van belang en dat is de Ri van de Referentie spanning.
Als de Referentie uitgang variërende belastingen ziet zal ook de spanning hierdoor variëren.
De slechtste versies hebben een Ri van bijna 2-Ohm en een goede 723 zitten net onder de 0,3-Ohm voor DC.

De Ri heb ik gemeten met een 6,5 digit meter aangesloten op de referentie uitgang nadat het IC was opgewarmd.
Natuurlijk heb ik het één en ander goed bedraad, zodat de meetfouten klein waren.
Eerst het Ic onbelast gemeten als hij stabiel was geworden, dan de "Null" functie op de DMM gebruikt, waarna ik een belasting op de Referentie uitgang aansloot zodat er 3 a 4 mA loopt,
Uit het verschil van de Referentiespanning toen de Ri berekend.

De AC meting
Nu drie plaatjes die de Ri tussen 1KHz en 120KHz weergeven van de referentie uitgang.
De metingen heb ik volgens onderstaande schema gedaan.
De referentie is met ongeveer 1mA belast door de 6K8 weerstand anders trekt de geïnjecteerde stroom die door de 10K weerstand loopt de referentie schakeling uit zijn lineaire gebied.
Het gaat er om in de drie plaatjes dat jullie kijken naar de vorm van de lijn die op de Audio Precision Analyser is geschreven.
Middenschaal is ongeveer 10KHz in het plaatje staat het merk van de gemeten 723 vermeld.

De meetsetup voor de AC meting ook hier is in het schema de TO versie vermeld, maar het geld zowel voor de DIP, SO als ook de TO versie.

.
Dit is de eerste AC referentie meting en meteen één van de beste 723 Ic's die ik heb, deze is uitgesoldeerd en zal daarom vrijwel zeker lang aangestaan hebben.
Het gaat er om dat de grafiek zo lang mogelijk "laag blijft" als de frequentie oploopt, dat geeft aan dat de referentie schakeling een grote gain/bandbreedte heeft.
Dit resulteerd dus in een lage AC spanning tot zo'n 10Khz bij injectie van mijn stoorsignaal.
Hoe kleiner nu de bandbreedte va nhet referentie deel, hoe eerder de grafiek omhoog gaat rond de 10KHz en hoe slechter het dan is.
De SGS Ates-01

.
Dit is de Ti metal can, zie het snel oplopen van de grafiek, dit t.o.v de SGS Ates.

.
En deze Thomson zit er een beetje tussen in.

.
Opwarmdrift
Hier een paar plaatjes van de opwarmdrift van verschillende 723 Ic's.
Het gaat hier om een meting van 1 minuut direct na het inschakelen, nadat de 723 eerst even tot rust is gekomen na te zijn geplaatst in de test setup.
Ik laat het Ic voor een aantal minuten onder spanning staan en dan "Null" ik de DVM, hier is een KeySight 34465A gebruikt en daarna gaat het Ic weer van spanning af zodat hij even kan afkoelen.
Sommige Ic's hebben meer dan 1 minuut nodig en er is soms ook hysteresis in het spel, dus het Ic komt niet altijd op de zelfde waarde terug.

De eerste is de Thomson in de SO14 behuizng (SMD) welke ik al lang geleden bij Kareltje heb gekocht, ze zaten in een klein SMD potje.

.

Dit is een Harris in de TO100 behuizing, deze heeft veel langer nodig dan de SO14 versie die op een verloop printje zit.
Soms kan een TO behuizing een wat langere tijdconstante hebben, we zullen zien of dit zo is, ik test er nog een paar.

.

Dit is een Thomson in de TO100 behuizing uit een zetje die ik van Rob040 heb gekregen voor het testen en dit topic over de 723.
Deze heeft t.o.v. de andere IC een vrij lange tijd nodig om weer rustig te worden, hier vier minuten met een drift van 1,5mV.

.

Dit is de beste 723 die ik heb en dat is een van de twee SGS Ates versies in TO100 behuizing.
Dit Ic is vooralsnog het beste, maar het is niet allemaal koek en ei...
Kijk naar de twee oranje kaders, dat is "Popcorn Noise" de horror bij goede spannings referenties.
De korte negatieve puls wordt makkelijk gefilterd door de condensator die ook de ruis uit de referentie gaat filteren, de tweede negatieve periode is daar te lang voor.
De amplitude van de negatieve puls is maar klein, ingeschat ongeveer 45uV, als je een voeding hebt die 30V aan de uitgang geeft,
met een geschaalde referentie naar 5V dan varieerd je uitgang door de langere puls niet meer dan 0,3mV, daar ligt niemand wakker van denk ik.

Ik heb wel bij sommige testen aan de 723 Ic's een grote 1/F ruis gemeten, maar dit is de eerste keer dat ik deze Popcorn Noise zie bij een 723 IC.
Nier vergeten naar de schaal te kijken, de drift is maar 200uV en door de ingezoomde schaal zijn deze kleine abberaties ook wat beter te zien.

.
Tijdens het typen van deze twee metingen heb ik de meting even laten doorlopen en de langere nagatieve puls komt niet zo vaak voor zie ik.
Maar er is geen touw aan vast te knopen wanneer het gebeurd, daar die Popcorn Noise volgens mij een Quantum effect is in de chip.

.
Dit is een 723 in een DIP-14 behuizing van ST.
Beetje vreemd gedrag, waarschijnlijk omdat dit Ic nog niet zolang heeft aangestaan en dat daarom de eerste kekr inschakelen drift nog groot is.
Maar wat er vreemd aan is, is dit, ik heb gewacht met het "Nullen" bij dit Ic tot hij stabiel was, toen iets meer dan 1 minuut uitgezet.
Daarna weer ingeschakeld en zoals nog net links te zien is, begon hij net onder de "0" lijn en daarna flink omhoog en bij 12 minuten aanstaan is het nu +2 mV.
Nogmaals, voor een LAB voeding met potmeters om hem in te stellen is dat geen probleem, alleen het verschillen zijn groot t.o.v. de andere Ic's

.
En dan nu en TI 723, die dus nog te leveren is, ik heb er een paar van verschillende productie data.
Deze komt met niet te grote variatie terug op 0uV na ongeveer anderhanve minuut, maar er valt wel iets op bij deze meting, en dat is het hoge ruis niveau.
Dit kan voor een flink deel worden weg gefiltert door de condensator voor het filteren van de referentie spanning, maar netjes is het niet van TI.

.
En dit is echte horror, aan de pootjes te zien, is dit een oude 723 en op het Ic staat uA723 en op de vorige was ook een LM723 van TI.
Dit is echte 1/F rotzooi, heeft weinig met de goede eigeschappen te maken die men de 723 regelaar vaak toedeeld.
In de drie minuten meettijd ongeveer 4mV tt, dat valt slecht te filteren met een redelijke tijdconstante.

.
De laatste meting voor vandaag, ben nu al ongeveer zeven uur bezich met meten en schrijven.
Dit is nog een TI uA723, dit om te zien of het een exemplarische fout betreft wat betreft de 1/F ruis van de vorige meting.
Deze is een stuk rusiger, minder ruis, kijk naar de schaal deze is hier +-500uV en bij de vorige foto is deze +-2,5mV

.
Ook deze metingen laten een aardige spreiding zien in de eigenschappen van de referentie van de 723.
Belangrijk? hangt van de toepassing af denk ik, dit mogen jullie verder zelf beslissen.

.
D: Bandbreedte metingen van de OpAmp in de 723.
Hier ga ik de OpAmp bespreken die in de 723 uiteindelijk de uitgangsspanning bepaald en ook hoe goed hij dat kan doen in samenwerking met de powersectie die bij een LAB voeding altijd aanwezig is.
Ik laat bij het bespreken van de OpAmp de eigenschappen van de bedrading voor nu achterwegen, ook al is dit echt belangrijk voor een goede LAB voeding.
Hoe goed de uitgang stabiel blijft hangt van een mix van eigenschappen af, van de OpAmp in de 723 en natuurlijk ook van de eigenschappen van de powersectie.

Om er achter te komen wat de eigenschappen van de OpAmp in de 723 zijn, ben ik dit gaan meten aan een aantal verschillende merken van de 723.
Maar eerst wil ik laten zien hoe de OpAmp in de 723 er uit ziet en kort bespreken.

Zie hiervoor het plaatje hieronder, waar ik een aantal onderdelen uit heb verwijderd voor de duidelijkheid.
We zijn snel klaar mee , de uitleg hou ik heel simpel, geen formules hier.

In het plaatje hieronder heb ik een kader getekend om het deel dat de OpAmp bevat.
De hele OpAmp bestaat uit één verschilversterker gebouwd met de transistoren Q11 en Q12 en dat is het!
Er zijn extra transistoren rond deze verschilversterker geplaatst om het optimale uit dit verschiltrapje te halen.

Even wat basis info OpAmp gedrag
Voorde gene die het nog niet weten, een OpAmp wil op beide ingangen het zelfde signaal zien, dit wordt geregeld door de tegenkoppeling die van de uitgang van de OpAmp naar de -ingang gaat.
De waarde die op een bepaald moment op de +ingang staat zal door de tegenkoppeling ook op de -ingang verschijnen, dit natuurlijk binnen de grenzen die de desbetreffende OpAmp aan kan.

Laten we beginnen met de stroombron die gemaakt is met Q13, deze transistor is als stroombron geschakeld.
Vaak is op het punt van de transistor Q13 alleen een weerstand te zien wat natuurlijk goedkoper is dan een stroombronschakeling in de emitter van een verschil versterker.
De stroombron Q13 zorgt er voor, dat het over een groot bereik niet uit maakt wat het DC/AC niveau is, van de twee ingangen van de OpAmp binnen de voedingspanning van het Ic.
Deze stroombron met Q13 vergroot dus de onderdrukking van stoorsignalen die tegelijk optreden op de basis van Q11 en Q12.
De stroombron verlaagt ook de vervorming van dit versterker trapje.

Q12 (de uitgang) heeft geen standaard collectorweerstand, maar is uitgerust met een stroombron die gemaakt wordt door de schakeling rond Q8.
Dit is gedaan om voldoende openloop versterking te krijgen voor deze toepassing, wat met een enkele weerstand niet gaat lukken.
Zover mijn informatie reikte werd er bij de 723 gesproken van ongeveer 40dB openloop gain, wat ik altijd erg weinig heb gevonden en dit blijkt dus niet correct te zijn.

De stroombron met Q8 zorgt voor een hele hoge impedantie voor de collector van Q12, de versterking is ondermeer direct afhankelijk van de impedantie op dit punt die door Q8 verzorgt wordt.
Ook speelt de impedantie in Q12 betreffende de emitter weerstand hier mee.

De maximale versterking wordt beperkt door ondermeer een eigenschap van de transistor Q12 en dan vooral door het "Early Effect" dat in iedere transistor optreed.
Wil je daar meer over weten kijk dan naar de pagina's 122 t/m 125 in het boek: AOE The X chapters daar wordt het goed uitgelegd.

Deze "Early Effect" eigenschap heeft als gevolg, dat ook als je een stroombron met een hele hoge impedantie in de collector hangt, de versterking niet oneindig hoog wordt.
Maar de opzet gekozen door de maker Widlar is, als de 723 goed toegepast wordt ruim voldoende om minder 1mV variatie aan de uitgang te krijgen bij vollast (mits goed bedraad!)

Dus Q8 zorgt voor een hoge impedantie aan de collector van Q12 om een zo hoog mogelijke versterking te krijgen, maar hoe stuur je daar nu je powersectie zoals een 2N3055 mee aan?
Daar is dus een impedantie omzetter voor nodig en daar is in voorzien door de Darlington opgebouwd met Q14 en Q15.

De datasheets geven aan dat je max 150mA uit de emitter van Q15 mag trekken, dat zal technisch best kunnen, maar dan moet de spanning over Q15 niet te hoog zijn,
anders heb je waterkoeling nodig om de drift van je referentiespanning een beetje binnen de perken te houden.

Ook deze simpele OpAmp schakeling heeft een compensatie aansluiting nodig, dit om de fasemarge groot genoeg te houden voorde stabiliteit in de schakling waar je de 723 in gaat toepassen.
Deze aansluiting is ook weer de collector van Q12 en de compensatie bestaat meestal uit een kleine condensator van deze aansluiting naar massa.
Hoe beter je schakeling is opgebouwd, des te lager de waarde van deze condensator is, loop om de basis 723 schakelingen heen, als de waarde van deze condensator meer dan 2,7 nF is.
Dan is men aan het overcompenseren geweest voor de slechte schakeling opbouw van hun uitgedachte schakeling.

Hou er rekening mee dat de compensatie aansluiting een heel gevoelig punt is bij de 723, dat is pin-13 bij de 14 pins DIL en SMD uitvoering, en bij de TO behuizing is dit Pin-9.
Dus geen lange banen/draden aan dit punt van het Ic.

.
Dit is het schema waarmee ik de bandbreedte metingen heb gedaan aan de 723, ook heb ik wat ruismetingen gedaan in deze schakeling.
Als eerste heb ik gekozen voor een voedingspanning die ongeveer het dubbele is van de referentiespanning in de 723.
Hierdoor komt de uitgang van deze testschakeling voor DC in het midden te hangen, en dat is de waarde van de Referentie spanning.
Voor DC is de versterking 1x maal, dit ten gevolge van C2 in de schakeling met de waarde van 470uF.

De AC versterking is op de zelfde manier te berekenen als een normale OpAmp schakeling die niet inverterend is.
En dat is hier: R3/R1 + 1 en dan kom je uit op 11x voor AC.

Het DC werkpunt wordt voor DC afgeleid van de Referentie spanning, R5 van 1K5 verbind de referentiespanning met de positieve ingang van de OpAmp.
De oplettende kijken ziet dat beide ingangen de zelfde impedantie zien van 1K5, daar kies je in principe altijd voor bij de 723 omdat de bias stromen voor de basis aansluitingen(de + en de - ingang van de OpAmp) vrij hoog zijn.

Het AC signaal wordt door C1 van 470uF ingekoppeld en als ik de ruis van de schakeling meet, word de - van deze condensator aan massa gelegd.
Hierdoor wordt een flink deel van de ruis uit de referentie spanning weg gefilterd door het kantelpunt dat op ongeveer op 0,3Hz ligt van dit filter.

In het schema bovenaan is ook te zien dat de voeding +15V is en dat deze spanning komt uit een voeding die moduleerbaar is.
Ik zet dus een AC signaal op deze +15V om de onderdrukking van stoorsignalen op de voedingspanning van het Ic te kunnen meten.
De bandbreedte van de gebruikte voeding is niet zeer groot, denk dan aan ruim 30KHz voor het -3dB punt, maar dat is voor deze meetopstelling ruim voldoende.

En als laatste nog deze twee dingen, C3 in het schema dient voor de compensatie van de OpAmp, bij verschillende metingen varieert de waarde van deze condensator.
En dan de weerstand R1, deze verlaag ik tot een hele lage waarde, in het schema aangegeven als 0,47Ω
Dit is om de openloop gain een beetje te kunnen bepalen.

.
Dit is een blokschema van de meetsetup zoals hierboven al een beetje uitgelegd.

.
Dit zijn de metingen aan de bandbreedte van een TI uA723 regelaar, ik denk dat weinige verwacht hadden dat dit Ic zoveel bandbreedte in een 11x versterker schakeling (zeg 0 tot 60V voeding als vergelijking)

Ik begin met frequenties vanaf 10KHZ en 3Vtt aan de uitgang, wat betreft de frequentie nog aan de lage kant is, maar dat zien jullie zo wel.
De 3Vtt is iets meer dan 1VRMS en de THD bij dit signaal niveau is trouwens 0,25%, bij 800mVtt is de vervorming nog maar 0,07%

.
Blokweergave bij 10KHz, er is weinig op aan te merken, geen over of undershoot, wel zijn de horizontale delen van de blok niet echt recht, dit is het gevolg van een meetopstelling fout.

.
100KHz Sinus, nog steeds niets te klagen.

.
En dit is de Blok bij 100KHZ, wat mij betreft is dit ook netjes, en geeft aan dat de bandbreedte van mijn 11x versterkende testschakeling boven de 1MHz ligt.

.
Hier gaan we de invloed zien van de compensatie condensator, die bij deze meting ongeveer 12pF is.
De opgaande flank laat nu Slew Rate vervorming zien.

.
Zelfde meetfrequentie en instellingen, alleen is de compensatie condensator verkleint naar ongeveer 2pF.
De Slew Rate vervorming is verdwenen en ook het signaal aan de uitgang is weer 3Vtt.
Dit laat mooi zien hoe groot het effect is op de bandbreedte van de compensatie condensator.

.
Dit is een poging 3Vtt als blok signaal aan de uitgang te krijgen met 12pF als compensatie condensator, gaat niet echt lukken.

.
Hier de zelfde instellingen als hierboven, maar nu weer met 2pF als compensatie condensator, dat ziet er een stuk beter uit.

.
Om de Slew Rate problemen te omzijlen, doe ik wat "klein signaal" metingen bij 500mVtt aan de uitgang.

Sinus bij 3MHz.

.
Blok bij 3MHz

.
En dit is bij een Sinus signaal het -3dB punt, en dat ligt rond 5,8MHz.

.
Nu lijkt het het beste de compensatie condensator zo klein mogeloijk te houden, maar dat is natuurlijk in de praktijk niet zo.
Zie wat er gebeurd als ik metingen doe en met Audio Precision Analyser is nog aangesloten op de uitgang van de schakeling.
De Analyser is ongeveer 50K, maar dat klopt alleen voor de lage frequenties, want de Analyzer heeft zelf iets van 150pF over de ingang staan
en daar komt ook mijn meetkabel nog bij, waarmee ik de Analyzer op de te meten schakeling aan sluit.
Die "grote" capacatieve belasting van rond de 300pF geeft dus aardig wat opslingering bij blok of puls signalen.

De blokweergave van een 100Khz signaal, welke hierboven al was weergegeven is geheel vrij van abberatie, dit in tegenstelling tot onderstaande foto.
De abberaties zijn weg te krijgen als ik de compensatie condensator verhoog tot 18pF a 22pF.
Wat dan natuurlijk ook betekend dat b.v. het -3dB punt omlaag verschuift van 5,8MHz naar 1,5MHz, maar hou er rekening mee dat stabiliteit belangrijker is dan de bandbreedte.
Natuurlijk wil je graag beide, maar als je moet kiezen dan gaat stabiliteit voor.
En wil je een voeding die goed reageerd op belasting variaties, dan zal je er voor moeten zorgen dat je de compensatie condensator zou klein mogelijk houd.
Dat houd dan direct in, dat zeg een BDY20, 2N3055, 2N3773 een "NoNo" is. en dat laat ik later zien.

Voedings onderdrukking metingen bij een versterking van 11x en ruismeting van de OpAmp in de 723

Het eerste plaatje laat het meetsingnaal zien, de blauwe trace is de DC "0" lijn.
En de gele trace geeft de voeding aan met daarom het stoorsignaal waarmee ik de SVR wat "Supply Voltage Rejection" betekend en in dB wordt opgegeven.
Er zijn alleen typical waarden te vinden in de data sheets en afhankelijk van wel of niet een referentie ontkoppel condensator zit dit tussen de 70 en 85dB.

De gele trace hangt dus zoals hier op dit plaatje zichtbaar is op gemiddeld +15V met bijna 3V tt (1V RMS) er op gemoduleerd.

.

De metingen doe ik met een RMS meter over de uitgang van de schakeling, de 1V dBV die op de voeding staat is dan de referentie.
Op de uitgang van de schakeling met ik dan met de RMS meter hoeveel AC signaal daar staat en de waarde wordt dan aangegeven in -xxdBV.

Ik ben bij de metingen uitgegaan van een meetfrequentie van 1KHz, daar er bijna altijd een redelijke elco over de voeding staat van een 723 Ic die hogere frequneties goed onderdrukt die uit zijn voeding komen goed onderdrukt.
Voor de ruismeting van de opamp heb ik wel een andere voeding moeten gebruiken daar de Harrison voeding een te hooog stoorniveau had, bij de ruismetingen is uiteindelijk gebruik gemaakt van de Agilent E3612A ingesteld op +15V.
Het meten van de ruis ging op de uitgang van de 11x versterker via de Audio precision meetset.

Merkt + deel datumcode      TI uA723CN F140     TI uA723CN 86A5     ST LM723CN     Nat LM723CN JM736

Demping 1KHz bij 11x gain:     -45,7dB             -56,7dB             -56,7dB        -57,4dB

Demping 1KHz bij 1x gain:      -66,3dB             -66.3dB             -72,4dB        -74,8dB

1/F Ruis beneden 20Hz           Veel!               Veel!               OK             OK

De TI uA723CN met de datum code F140 is in vel opzichten de slechste 723 die ik in mijn handen heb gehad, dit geld voor verschillende meetgegevens.
Volgens mij zijn dit orginele TI chips en op de onderzijde staat Portugal.
Als ik weer wat bij Farnell ga bestellen dan gaan er nog een paar bij, alhoewel ze wel duur zijn, bij 10 stuks kosten ze 0,798€ per stuk zonder BTW.
Bij Reichelt zijn ze 0,70€ in de BTW, maar dan weet je nooit hoe oud ze zijn...

Slew Rate van de 723 OpAmp
Even een toegift van dit stukje, dit omdat het belangrijk is voor de komende delen van dit 723 topic.
De metingen hierboven laten al zien dat de simpele opamp lekker snel is als je de compensatie voor de gain die je nodig hebt goed kiest.
De specificaties van b.v. een OpAmp laten altijd zien wat maximaal mogelijk is en dat is bij het plaatje wat ik hier onder toon ook zo.

.
Net als bij veel gewone OpAmp's is ook hier de Slew Rate niet symetrisch, niet zo vreemd i.v.m. de simpele schakeling opbouw van de 723.
In het plaatje staan twee cursors die ongeveer de 10 en 90% waarde aangeven van de gemeten blokgolf bij 1MHz, de opgaande flank past vrijwel precies in één kader en dat is hier 200nS.
Dan kijk je hoe groot de spanning is tussen de cursors en de meting geeft aan dat dit 3,49V is, de 200nS tijdbasis is dus 5x korter dan de normale Slew Rate meting, die bij 1uS gedaan wordt.
En als je dan de 3,49V vermedigvuldigt met 5(de tijdbasis is in mijn meting 5x korter dan de 1uS), dan krijg je voor de opgaande flank een snelheid van ongeveer 17,5V/uS.
Doe je het zelfde voor de neergaande flank, welke ongeveer 150nS is, dan moet je de 3,49V vermedigvuldigen met 6,66(1uS gedeeld door 150nS) en dan kom je uit op 23V/uS.

De bandbreedte metingen met het Sinus signaal gaf al aan dat de OpAmp in de 723 snel is, en deze meting bevestigt dit.
Dat is een mooi eigenschap, vooral als je powersectie ook voldoende snel is.

.
E: Openloop metingen van de OpAmp in de 723
Omdat bij een aantal metingen bleek dat de openloop versterking van de OpAmp in de 723 nogal varieerde, heb ik dit stukje aan metingen er hier bijgezet.

Ik heb voor deze metingen het versterker schema apart getekend omdat het dan wat duidelijker is.
De OpAmp wordt voor deze instelling weer ingesteld met R2 en R3, ook C2 van 3300uF doet mee en daar bedoel ik dit mee voor de gain.
R2 heb ik vierdraads gemeten en is iets meer dan 0.35Ω en de Xc van de 3300uF condensator is zoals in het schema staat bij 1KHZ 50mΩ berekend en gemeten met de Philips PM6303 heeft de condensator een Rs van 0,025Ω en een Z van 0,06Ω, dit alles bij de meetfrequentie van 1KHz waar dit meetinstrument mee meet.
Als je de Z waarde aanhoud bij de 1KHZ, dan is 0,06Ω al een flink deel van de waarde van R2 die 0,35Ω is.
Dus als je bij 1KHz een blok in dit schema stuurd, dan ziet de blok er flink gekanteld uit.
Dus ik heb, als ik met een blok signaal ging meten, altijd 10KHz of hoger gebruikt.

In het schema is te zien dat ik een aantal lijnen een Lila kleur heb gegeven.
Dit geeft aan waar een deel van de stromen lopen bij deze testsetup, dat is niet helemaal compleet, maar wat ik hier heb willen aangeven is dat je bij de lage impedantiesrond R2 en C2 goed moet kijken hoe die stromen lopen op het breadboard dat ik hebruikt heb bij deze metingen.
C2, R2 en R3 zijn gesoldeerd aan elkaar en de - van C2 is gesoldeerd aa nde massa draad vlak bij het IC waar ook de - van de voeding aan komt.

Het knooppunt van R2 en R3 naar de -ingang toe is niet van belang, want er lopen geen stromen in of uit een OpAmp (en deze opmerking goed inschatten, want er lopen wel stromen!)
De OpAmp uitgang die hier Oranje is weergegeven staat in serie met R3 en is veel minder kritiesch door de waarde van R3, daar de verhouding ruim 4200x is en is meet op het knooppunt van R3 en R4.
Die oranje verbinding zit dus binnen de de loop van het geheel en valt daarmee weg, in ieder geval bij de metingen die ik vandaag gedaan heb.
Dan hebben we nog C3 die als ongeveer 2pF staat aangegeven, dat is de capaciteit van het BreadBoard waar het te testen Ic wordt ingeprikt.
De "openloop versterking" is gemeten met de Audio Precision meetset.
Ik had al aangegeven dat de ingang impedantie van deze meetset met zijn meetkabel vrij hoog is, daarom zijn de "basis gain" metingen bij 1KHz Sinus uitgevoerd, waar de belasting door de Analyzer nog niet zo van belang is.
De metingen boven 1KHz is er alleen een 1:10 scoop probe gebruikt op de uitgang.
Voor ieder gemeten Ic heb ik dus steeds kabels moeten wisselen voor de "basis gain" en daarna de metingen uitgevoerd met een functie generator op de hogere frequenties voor het -1dB en het -3dB punt.

.

De versterking (gain) die staat ingesteld met de weerstanden R2 en R3 zouden bij een "echte OpAmp" uitkomen op een versterking van bijna 4300x!
De door mij gekozen 0.35Ω voor R2 is bij dit IC voldoende om een redelijke indruk te krijgen van de openloop versterking van de 723 OpAmp.
Deze metingen zijn gedaan om een indruk te krijgen tussen verschillende merken en modellen van het 723 Ic en of een Ic nu 1650x gain heeft bij 1KHz opf 1701x is niet zo intressant,
de verschillen tussen de modellen zijn veel groten, kijk maar naar het lijstje hieronder .

10KhZ Sinus bij 3Vtt uitgangspsanning was de basis voor het bepalen van het -1dB en het -3dB punt.


Merk-Type 723   ST-Wit          ST-GF815       Thomson SMD     TI-F140        TI-86A5        National       TI-TO100       Tomson TO100   SGS TO100      Harris TO100    Tesla TO100

Gain 1KHz       1402x 63,01dB   349x 50,86dB   433x  52,75dB   194x 45,87dB   206x 46,29dB   336x 50,54dB   1920x 65,7dB   1730x 64,5dB   1028x 64,5dB   1628x 64,24dB   920x 65,7dB

-1dB            40KHz           130KHz         80KHz           190KHz         150KHz         140KHz         20KHz          40KHz          60KHz          40KHz           70KHz

-3dB            55KHz           230KHz         150KHz          310KHz         260KHz         240KHz         130KHz         75KHz          100KHz         70KHz           130KHz

Ik heb van ieder Ic een scoopplaatje gemaakt bij 100K en als deze plaatjes zijn genomen met de zelfde instellingen, dat houd in dat de 10KHZ Sinus met 3Vtt uitgangssignaal de basis was.
Daarna de functie generator op 100KHz blok gezet en toen een screenshot via de webinterface van de Hameg scoop genomen.
De Ic's met de laagste openloop versterking blijken de grootste bandbreedte te hebben dus oo de beste blokweergave

De eerste is de ST DIP versie die ik een tijd geleden Wit gemarkeerd had, het is meer een zaagtand dan een blokgolf bij dit Ic.

.
Nog een ST maar dan van een andere productie datum, betere blokweergave, maar op lagere frequenties zo'n 12dB minder versterking.

.
Dit is de Thomson in de SMD uitvoering die bij Kareltje vandaan kwam.

.
De TI DIP met de datum code F140 vrij goede blokweergave net als de ander TI versie hieronder, maar beide Ic'hebben de laagste openloop gain.

.
Dit is de TI DIP met de datum code 86A5, redelijk blok maar zie de tekst bij het bovenstaande plaatje.

.
Een National verise dat later is opgekocht door TI een middenmoter wat gain betreft en een redelijk blokweergave.

.
Dan krijgen we nu de 723 Ic's in de TO100 behuizing en de eerste is een TI welke nog te koop is voor veel geld.
Veel gain beschikbaar en dus een zaagtand i.p.v een blokgolf als resultaat.

.
Zoals het lijstje hierboven laat zien is er veel gain anawezig en dus ook een zaagtand als golfvorm als resultaat.

.
De SGS-ATES, veel gain aanwezig en hij doet zijn best met de bandbreedte maar van een blok is geen sprake.

.
En dit is de Harris 723, ook hier is weer veel gain aanwezig met de bijbehorende zaagtand.

.
En dit is de laatste en het is de Tesla MA723, hoge gain van rond de 60dB en een 100KHZ signaal dat bijna op een blok lijkt.

.
Een hoge openloop gain is goed voor het stabiel houden van de uitgangsspanning bij zeg je gaat van ee nbelasting van 100mA naar 1,8 Ampere,
in principe wil je dat de ingestelde spanning zo min mogelijk veranderd en die openloop gain bepaald voor een groot deel je Ri van de voeding.

De metingen laten zien dat er zo'n 20dB verschil aanwezig is tussen de verschillende 723 Ic's,
en dit samen met de bandbreedte verschillen die aanwezig zijn zal je per merk/uitvoering de optimale compensatie moeten gaan bepalen.
En dan doet de powersectie ook nog een flinke duit in het zakje, heb je een configuratie die extra versterking heeft,
dan worden de problemen nog groter of b.v. een oude 2N3055 of 2N3773 of een modernere versie die een stuk sneller is, dat geeft hele grote verschillen in goede compensatie vande 723.

En ja, je kan het natuurlijk zo doen als zoveel schema's op het Internet, laten we het kapot compenseren, dan werkt het altijd.
Zit je mooi opgescheept met een traag reagerende regellus en afhankelijk van de opbouw van je powersectie een slecht/traag regelende stroomloop.

En dat is wat ik hierna ga behandelen, de power sectie, maar dat wordt waarschijnlijk zondag voor ik daar wat aan kan gaan doen.

Shoot!

Groet,
Bram

[Bericht gewijzigd door blackdog op donderdag 12 augustus 2021 23:30:11 (11%)]

Hi,

In dit deel worden de volgende punten behandeld:
E: Power transistoren en hun configuratie

E:

Hi,

In dit deel worden de volgende punten behandeld:

F: Schakeling opbouw om tot “0V” uitgangspanning te kunnen regelen zonder negatieve voeding.

F:

Hi,

In dit deel worden de volgende punten behandeld.

G: Verbetering van de stroombegrenzing.

G:

Hi,

In dit deel worden de volgende punten behandeld.
H: Uitgang condensator.

H:

Hi,

Extra metingen aan LM723 van het merk ST.

CO gebruiker GrimAad bied veel Electronica spul aan hier op het forum.
Daar zaten ook een hand vol LM723 DIP IC bij van het merk ST.

Ik heb wat Breadbord’s aan elkaar geklikt om er een aantal van te meten en het zijn er 32 stuks.
Daar mijn Pico meetsetje geen 32 kanalen heeft en ik er ook geen behoefde aan het om nog zo'n Picosetje te kopen, ga ik voor 1 a 2 weken, 1x per dag een meting doen en die in Excel plakken.

De 32 IC's staan nu al onder spanning op een lineaire Delta voeding: E030-1, welke 15V DC levert, de totale stroom in ongeveer 59mA.
Het enige extra wat ik heb gedaan in de twee OpAmp ingangen kortgesloten, de offset zorgt er vrijwel zeker voor dat de uitgang naar + of naar - gaat hangen en dan niet kan gaan genereren.

Van alle 32 IC's ga ik dus de referentie spanning meten, daar dit de belangrijkste eigenschap is en
de meting ga ik uitvoeren met mijn stabielste 6,6 digit multimeter en dat is een van mijn TEK DMM4050 meters.
Daarvan schakel ik dan de digitale filtering in, dit om zo min mogelijk last te hebben van de referentie ruis.
De analoge filtering die het meetinstrument ook heeft, geeft een iets grotere fout, meestal 1 a 2 digits, maar ik weet niet hoe temperatuur stabiel het analoge filter is en daarom laat ik hem uit.
Misschien vragen jullie je af waarom ik de 3458A hier niet voor gebruik? twee weken in de herrie zitten voor iets dat net zo goed met de TEK DMM kan worden gedaan vind ik een overkill.

Nu wat foto's en uitleg hoe het opgebouwd is.
Hier is een deel van de testsetup te zien, en de multimeter geeft de stroom aan na ongeveer een kwartiertje te hebben aangestaan.
`

.
En dan nu wat foto's betreffende de kabel waarmee ik de referentie spanning van ieder IC ga meten.
Het hele breadboard is zo opgezet dat ik zo min mogelijk last heb van slechte contacten en door meerdere doorverbindingen te maken de verliezen/variatie zo klein mogelijk te laten zijn.
Hoe ik de referentie spanning ga meten heeft vrijwel niets met de spanningsval van b.v. de -lijn te maken, dit omdat ik ieder IC direct naast de V- en de referentie uitgang meet.
Er is bij de meting geen gemeenschappelijke draad.

Dit is het hele kleine stukje print met twee maal drie contacten, drie voor de V- en drie voor de referentiespanning.
Dit werk zo goed dat ik de meetkabel kan bewegen en wel of niet inpluggen en hij komt tot op de digit terug op waarde.

.
Hier is zichtbaar dat er mooie vergulde IC pennen zijn gebruikt.

.
De meetkabel is hier vastgesoldeerd aan het printje, het is trouwens een stukje symetrische audio kabel, de afscherming is aan deze zijde niet aangesloten.
De andere zijde van de massa zit via een banaan stekker op een van de twee aansluitingen voor de stroommeting, bekende truc voor wat meer onderdukking van EMC.
Ik zoek nog een plaatje metaal voor onder dit breadboard, ik denk dat ik een stukje alu folie er onder plak met een draad naar de tweede stroomingan van de meter of mijn meetaarde, net wat het beswerkt.

.
De dunne draadjes zo aan het stukje print is natuulijk niet degelijk genoeg voor een paar honderd steek bewegingen, daar had ik een oplossing voor nodig.
Dat is dit geworden, Bison: KOMBI STICK, daar had ik al eens wat testjes mee gedaan en dat beviel wel.
De pennen heb ik hier beschermd met wat electrische tape.

.
Die rommel stinkt echt en ik heb wat handschoenen aangedaan bij het kneden.

.
Het kneden is hier klaar en het kan nu om de kabel en het printje worden aangebracht/

.
Hier zit "The Blob" ongeveer op de goede positie omde kabel en het printje.

.
Na wat duwen trekken moduleren met de achterkant van een pincet(had iets anders niet zo direct voor handen) zit "The Blop" nu op zijn plaats en
ik heb tijdens het moduleren gekeken of het goed paste op het breadboard.

.
Dit is het hele kabeltje, de kleuren zijn denk ik wel duidelijk

.
Hier is de meetkabel aangesloten op de multimeter, er is goed te zien dat de afscherming, dat is de blauwe banaanstekker op de stroomingang is aangsloten.

.
En dit stukje meetapparatuur kan je natuurlijk nooit achterwege laten om het te tonen, zoals al aangegeven staat de voeding op 15V en de maximale stroom een klein stukje boven wat er hier verbuikt wordt.
Gaar er wat mis dan wordt de stroom hierdoor niet onnodig groot.

.
Ik hoop dat morgen en dat is woensdag nog wat onderdelen van Farnell binnen komt, dit zou vandaag al binnen moeten zijn.
Ik was namelijk ook al begonnen te meten aan de power transistoren met een extra aanvulling betreffende een rimpel onderdrukker,
Maar meer hierover in een ander deel van dit topic.

De meetkabel werkt naar tevredenheid, vooralsnog is er geen instabiliteit bij het gebruik als ik de meetkabel omprik naar andere IC's.
Morgen een Excel file opsetten en dan in de avond de eerste meting doen.
Dan hebben de IC's ondertussen hun eerste 24 uur onder spanning er op zitten, vaak is de ergste drift dan al achter de rug.
We gaan zien of deze opmerking waar is!

Groet en SHOOT!
Bram

[Bericht gewijzigd door blackdog op dinsdag 21 september 2021 23:18:09 (98%)]

In dit deel worden de volgende punten behandeld.

Reserve-2

Lekker bezig, hapert de server 7 keer is scheepsrecht in 4 minuten.

[Bericht gewijzigd door RAAF12 op vrijdag 6 augustus 2021 17:46:26 (10%)]

Ha blackdog,

Je heb de hik
Een nieuwe Lm723 / UA723 in D.I.P. geen idee ik denk dat er nog genoeg zijn !
En als je er genoeg nodig heb dan draaien ze wel...... maar ik kan mij voorstellen dat het langzaam op het eindje gaat lopen.

Groet,
Henk.

Hi Raaf12 en Henk,

Ja ik wou voor de duidelijkheid alle stukjes netjes onder elkaar hebben, dit om het wat leesbaarder te houden.

Ik kon trouwens niet sneller dan 30 seconde achter elkaar posten, dit natuurlijk ter voorkoming van spam denk ik.

Verder ga ik niet antwoorden in de eerste zeven posts dit dus voor de leesbaaarheid, maar doe dit dus na jullie opmerkingen.

Groet,
Bram

Hoi Bram,
Interessant, ik zit er weer helemaal klaar voor
TonHek

@blackdog: je kunt ook kopjes en horizontale lijnen in je posts invoegen (met [h1], [h2], [h3] en [hr], zie de FAQ). Bij jouw uitgebreide posts zou dat e.e.a. wel wat overzichtelijker kunnen maken

Hi,

Jeroen, ik kijk er later naar wat je bedoeld.
Ik moet nu echt mijn hoofd er bij houden, heb me een beetje vergist in de hoeveelheid werk het is en de complexiteit er van.
Dat neemt verder niet weg dat ik het heel leuk vind om te doen.

Groet,
Bram

Hi,

Ik heb net weer een serie metingen toegevoegd en deze hebben betrekking op de opamp in de 723 en dan vooral zijn bandbreedte en de ruis van de opamp.

Veel leesplezier!

Bram

Op 6 augustus 2021 16:35:31 schreef blackdog:
De 723 spanning regelaar is onder vele verschillende typenummers op de markt gebracht en was zover ik weet in het jaar 1967 voor het eerst te koop als de uA723
van Fairchild en dit Ic is ontworpen door de beroemde Bob Widlar.

Maakt verder niet veel uit maar er wordt wel aan getwijfeld of hij de µA723 heeft ontwikkeld. Sowieso heeft hij veel voorwerk gedaan bij Fairchild als de twijfel juist is...
https://en.wikipedia.org/wiki/Bob_Widlar#Other_designs_of_note_at_Fair…

Ik lees mee...

Hi RAAF12,

Tja, als ik historicus zou zijn, zou ik het gaan uitzoeken
Zoals je al aangeeft, maakt eigenlijk niet uit voor dit topic dat eigenlijk om de techniek gaat van het opzetten van een goed werkende voeding en wat er zo bij komt kijken.

Gisteren nog wat video's bekeken betreffende de stabiliteit van schakelende voeding systemen, dat is nog een stukje lastiger dan een lineaire voeding.
Voor een kleine rimpel wil je de L en de C in dit voedings type zo goed mogelijk laten filteren.
Dat zit direct de fase ruimte in de weg door het opslinger gedrag van de L&C.
Dat is ook de rede dat je bij schakelende voedingen een Max capaciteit aan de uitgang krijgt opgegeven waarbij het nog stabiel is.
Maar goed, dat ga ik verder niet bespreken daar ik het hier heb over een lineaire voedings opbouw.

Er is nog een klein stukje toegevoegd aan het gene wat ik gisteren heb gepost, dit betreft de Slew Rate van de OpAmp in de 723 en die is vrij groot, maar dat liet de bandbreedte meting met het Sinus signal al zien.

Groet,
Bram

Wat foto's van o.a. de die's mogen in deze context ook niet ontbreken...
https://www.richis-lab.de/LM723.htm

Hi Arco,

Ik heb je link opgenomen boven in het artikel bij "PS"

Dank en groet,
Bram

@Blackdog, ik lees met veel plezier mee!

Ha die pax,

Dank je voor het laten weten!

Er is nog een deel bijgekomen onderaan het topic met deze titel: E: Openloop metingen van de OpAmp in de 723
En dat zijn openloop metingen van de OpAmp in de 723 Ic's en daar zijn redelijk grote verschillen in te ontdekken.

Groet,
Bram

Hi Bram,

Ik ben een tijdje van CO weg geweest, maar ik val met de neus in de boter. Ook ik lees leergierig mee.

Het viel me op, maar dat kan ook absoluut mijn onbegrip zijn, dat de tekst behorende bij onderstaande afbeelding een andere waarde voor C1 noemt dan in het schema staat aangegeven.

https://www.bramcam.nl/NA/723/Schema-Gain-Metingen-01.png

Ik probeer met je mee te rekenen om te verifiëren of ik eea begrijp. En daarmee kom ik er hier niet helemaal uit. Ik hoop dat ik daar wat over mag vragen. Ik dacht met 1/(2*πRC) de 0,3Hz na te rekenen, maar ik kom met 1k5 en 470uf op 0,23Hz. Wat doe ik hier fout?

Groeten,
Emiel

Hi leime,

Leuk dat je mee leest en het ook laat weten!

Wat betreft het kantelpunt, dat is volgen de berekening van mijn calculator ongeveer zo:
C1 van 100uF en 1K5 geeft: 1,061Hz
Als C1 470uF is dan is het kantelpunt: 0,225752Hz <= dit zo noteren is natuurlijk onzin, dit i.v.m. wat ik hier onder beschrijf en dat betreft de tollerantie van de condensatoren.
R1 150Ω samen met 470uF geeft: 2,258Hz

Bij de openloop metingen heb ik R1 0,35Ω gemaakt met C2 3300uF, dat geeft een kantelpunt van 137,796Hz. (dit kantelpunt is niet te hoog, het -3dB punt van de Ic's ligt een stuk hoger)

Vaak rond ik waarden af van de kantelpunten, de rede hiervoor is deze, neem b.v. de 470uF condensator en ook de 3300uF condensatoren,
Je hebt vast wel eens gezien wat de toleranties voor dit soort condensatoren is, bij de Rubicon YXG Series is dat -+20%.

Het kan altijd zijn dat ik foutjes maak, of laat ik het zo zeggen, ik maak voortdurend fouten en als je zoiets ziet, laat het me dan weten.
Ik heb de waarde in het schema waar je de link van gaf aangepast voor C1, deze is nu 470uF.

Ik hoop dat het zo wat duidelijker is, zo niet, dan hoor ik het wel van je.

Groet,
Bram

Hi ,

Er is weer een stukje bijgekomen in dit topic.
Het gaat om extra referentiespanning metingen aan LM723 IC van het merk ST.

Het staat een stukje hoger in dit topic.

Groet,
Bram

Hi,

Even snel tussendoor een plaatje van IC No1 die ik door de multimeter aan het loggen ben.
Er is goed te zien dat de referentie uitgang van No1 zo'n 2mV omhoog gedrift is, de temperatuur verandering in de meetruimte is daar maar een heel klein deel van.

Nu is het ook meteen duidelijk dat een 3458A multimeter hier niet nodig is voor het doen van betrouwbare metingen.
Wel ga ik nog een temperatuur sensor op het breadboard plakken om te zien hoeveel de temperatuur daarvan veranderd op een dag.
Dat wordt misschien zinnig, als de Ic's wat rustige zijn geworden, dus hun grootste drift na het de eerste keer inschakelen gehad hebben.

.

Trouwens, de 723 Ic's in de TO behuizing staan nog steeds onderspanning, er was nog een klein hoekje beschikbaar op mijn werkbank en
ze konden meedraaien wat voeding betreft bij een andere duurtest die aan staat.
Dus die ga ik nog een keer aan de Picolog hangen om te kijken of de drift nu nog lager is geworden, doe ik als ik tijd en zin over heb en komt vanzelf hier voorbij.

Groet,
Bram