DCDC converter: uitgangsimpedantie uitreken.

Op 1 oktober 2020 10:43:50 schreef rew:

Zijn er andere dingen die ik nog mee moet nemen?

de koppelfactor van de spoelen.

Ha rew,

Wat ik in je omschrijving mis is waarmee stuur je de FETs aan welke spanning en welke frequentie
Als je de impedantie wil weten heb je niets aan een DC berekening in het algemeen geldt wanneer je schakelt PWM DWM heb je niets aan je DC karakteristiek bekijk je golf vorm met je scope amplitude is irrelevant maar wel hoe het zit met je dode tijd !

Groet,
Henk.

Op 1 oktober 2020 11:28:45 schreef kris van damme:
de koppelfactor van de spoelen.

Die lijkt me 100% als het maar 1 spoel is...

Voor de uitgangsimpedantie moet je natuurlijk onderscheid maken tussen de DC impedantie en hogere frequenties. Voor de echt hoge frequenties tellen alleen de uitgangscondensators, voor de iets minder hoge frequenties (in de orde van grootte van de schakelfrequentie / 10 of zo) moet je nog rekening houden met de inductie (het duurt even voordat de gemiddelde spoelstroom weer stabiliseert).

Voor DC zijn het de MOSFETs, weerstand van de spoel, maar ook de elco's hebben invloed; immers, je raakt ook de helft van de rimpelspanning kwijt als je de gemiddelde spanning meet. Hoe groter de uitgangscondensators, des te kleiner die rimpel. Daarbij komt natuurlijk de ESR van de condensators; ze moeten immers de helft van de tijd de stroom leveren.

Als de dode tijd een significant deel van de totale PWM periode is, moet je daar inderdaad ook nog voor compenseren.

Hoe ziet het eruit op de scope?

Als eerste: De belasting gaat in de praktijk "DC" zijn. Dus frequentie-gedrag ben ik niet eens zo in geinteresseerd. Het moet stabiel zijn that's it. (Plan was: geen terugkoppeling -> altijd stabiel).

Op 1 oktober 2020 11:28:45 schreef kris van damme:
de koppelfactor van de spoelen.

Ik heb maar een spoel. Waar zie jij de andere?

Op 1 oktober 2020 11:30:07 schreef electron920:
Wat ik in je omschrijving mis is waarmee stuur je de FETs aan welke spanning en welke frequentie

Een LM5109: 1A fet driver.
PWM stond in de eerste instantie op 24kHz. Dat is wat laag: Bij belasting wordt de spoel erg heet, dus ik zou graag een hogere frequentie hebben zodat ik met een kleinere (in uH) spoel toe kan.

Ik heb de frequentie verhoogd naar 240kHz. De gemeten impedantie schoot fors omhoog.

Als je de impedantie wil weten heb je niets aan een DC berekening in het algemeen geldt wanneer je schakelt PWM DWM heb je niets aan je DC karakteristiek bekijk je golf vorm met je scope amplitude is irrelevant maar wel hoe het zit met je dode tijd !

De dode tijd stond eerst op 300nS. Dat was ruimschoots te veel: De overliggende fet is bij 200ns al echt uit. Ik ben dus de dode tijd aan het terugbrengen naar wat voor dit circuit nodig is.

Op 1 oktober 2020 12:18:37 schreef SparkyGSX:
Daarbij komt natuurlijk de ESR van de condensators; ze moeten immers de helft van de tijd de stroom leveren.

Bij een buck converter is het zo dat de spoel de stroom van de uitgang levert. Het enige is dat de stroom door de spoel iets varieert omdat je hem schakelt tussen op GND en op VCC aangesloten. Die variaties zie je de uitgangscondensator op en af laden.

Als de dode tijd een significant deel van de totale PWM periode is, moet je daar inderdaad ook nog voor compenseren.

Maar: Hoe reken je die mee? De boel is maar 80% van de tijd aangesloten, ik reken X ohm uit op basis van de spoel en mosfets, dus dan zal het wel 1/80% = 1.25 maal die uitgerekende waarde zijn?

Hangt ie echt "effectief los" in de dode tijd? Als ik 1 mosfet er uit sloop en vervang door een diode (of de mosfet gewoon niet aanstuur) telt dan de hele off-tijd als dode tijd? Ga even uit van "continuous conduction".

Hoe ziet het eruit op de scope?

Ik kan geen miller-plateau vinden. Gate drives ziet er goed uit. Uitgangsspanning heeft wat "storingkjes" maar ik zie geen duidelijke driehoek. Redelijk strak, weinig rimpel.

Ik had een snubber op het schakelpunt gezet. Het kan heel goed dat ik toen ik die copy-paste uit een ander ontwerp haalde op: "Ik denk later nog na over waardes"... Ik heb nu 4R7 en 22nF er op zitten. Ik denk dat ik eerder naar 10 Ohm en 1nF wil gaan. (redenering: met 10 ohm loopt er ongeveer 4A, dus met 1nF krijg ik dan 4V/ns, dus dan is ie in zo'n 10ns geschakeld. Ik denk dat ik met 20x langzamer nu een groot deel van de 200ns schakeltijd verbruik.

Ik denk dat ik nu even de snubber condensator er af sloop en dan nog een keer ga kijken wat de schakeltijden doen.

Edit/update: Zonder RC op de schakelende node duurt het nog steeds zo'n 150nS voordat de schakelende node van 0 naar 48V gaat of terug. Ik vind dat raar lang. Mosfets zijn NVD5865.

Op 1 oktober 2020 13:05:23 schreef rew:
Bij een buck converter is het zo dat de spoel de stroom van de uitgang levert.

Ik had het verkeerd gelezen; ik dacht dat je van 24V naar 48V ging, dus een boost converter i.p.v. een buck converter.

Hangt ie echt "effectief los" in de dode tijd? Als ik 1 mosfet er uit sloop en vervang door een diode (of de mosfet gewoon niet aanstuur) telt dan de hele off-tijd als dode tijd? Ga even uit van "continuous conduction".

Nee, in continuous conduction mode is gedurende de dode tijd de bovenste body diode in geleiding, en gedurende die tijd heb je iets meer spanning over de spoel staan, waardoor de stroom door de spoel iets afneemt. Het is logisch dat de uitgangsspanning dan daalt, aangezien de duty-cycle effectief niet meer 50% is. Uiteindelijk is de gemiddelde spanning over de spoel (zonder weerstandsverliezen) 0V.

Edit/update: Zonder RC op de schakelende node duurt het nog steeds zo'n 150nS voordat de schakelende node van 0 naar 48V gaat of terug. Ik vind dat raar lang. Mosfets zijn NVD5865.

Als je geen Miller plateau kunt zien op de gate van de MOSFETs dat ongeveer even lang is, is dat inderdaad een beetje vreemd.

Ik heb als referentie steeds de digitale enable voor 1 van de fets genomen. Ik heb deze metingen gedaan zonder belasting. Ik bedenk me nu dat dit iets minder relevant is: het gedrag onder belasting is natuurlijk veel interessanter. Morgen weer een foto sessie. Ik heb tot nu toe met 2A belasting gewerkt, maar ga morgen met 1A verder meten: Ik vond de boel iets te heet worden met 2A belasting (dat moet beter: ik moet uiteindelijk 4A kunnen).

Ik moet nu weg... ik zal nu even snel een aantal plaatjes uploaden.

Ik ga straks puzzelen wat het ook al weer allemaal was en er bij zetten. Kom later terug als je de omschrijvingen er bij wilt hebben.

Als referentie spannings steeds in geel op kanaal 1 het enable signaal van de LAGE mosfet.

Uitgangsspanning (van de halfbridge, dus voor de spoel) gaat omlaag:

Gate drive signaal van bottom mosfet:

digitaal drive signaal van de top mosfet (in blauw). Dead time staat nu dus op 200ns:

gate drive van de top mosfet:

<laatste verwijderd: Was hetzelfde signaal als de volgende maar, dan minder scherp. >

(ik dacht dat er een 5 foto limiet was, vandaar nieuwe post).

De volgende fotos zijn getriggerd op de andere flak van het referentie signaal.

Uitgangsspanning: risetime 140-150ns. (0-ongeveer 50V):

Uitgangsspanning omhoog gaande flank:

Gate drive van de hiside mosfet:

En dan hier de uitgangsspanning:

Ik geloof dat het me gelukt is om de scoop te leren dat er een 10x probe aan kanaal 2 zit. Mogelijk heeft ie op x1 gestaan. Mogelijk is ie voor de laatste foto anders. Edit: op de "gate-signaal" foto stond eea gewoon goed. Ik denk dat op de laatste foto ik de probe op "x1" heb gezet en dat stiekum niet aan de scope heb verteld. De zaagtand is dus mindeer dan 0.1V.

De "rare wiebels", bijvoorbeeld rechts in beeld, zijn asynchroon, floepen overal doorheen en ziten niet in het signaal.

Ik heb bij deze metingen de eerste probe redelijk geaard, maar de tweede niet. Zo zie je in het plaatje van de fet-gate wat bounce nadat ie op GND niveau gekomen is. Dat is doordat de probe niet (goed) geaard was.

Hmmm. Volgende keer moet ik natuurlijk de "slechte" probe het referentie signaal laten nemen en de goede voor de werkelijke signalen. Sorry!

[Bericht gewijzigd door rew op donderdag 1 oktober 2020 19:42:47 (18%)

De uitgangsweerstand van een voeding is toch:
(Spanning bij belasting - spanning bij geen belasting) / stroom.
Dat heeft dan toch niet veel met de interne componenten te maken maar eerder met de regeling die hem stabiel houd? En daarmee hoe goed compenseert de regeling de interne spanningsval tot het liefst nul volt?

OF zit ik nu helemaal verkeerd?

Ha benleentje,

Ik ben even naar de plaatjes van @rew aan het kijken maar.... tja.
Dat is nu net de valkuil zo kan je niet de DC weerstand meten laat staan de transiënt respons de impedantie dus, juist omdat je een regelversterker toepast
De uitgangsspanning is wel constant (tot op zeker hoogte ) maar dit wordt veroorzaakt doordat de spanningsval weg geregeld wordt..... een ander verhaal wordt het wanneer je de regelspanning meet.
Die regelspanning is een direct afgeleide van het vermogen en dat blijft gelijk spanning minder stroom meer of andersom dit is een multiplier en de enige manier om een accu met een voeding te laden ( of je moet net als ik even bij de knoppen blijven ).
Eerst even naar de foto's kijken.

Groet,
Henk.

Op 1 oktober 2020 18:47:18 schreef benleentje:
De uitgangsweerstand van een voeding is toch:
(Spanning bij belasting - spanning bij geen belasting) / stroom.

Precies.

Dat heeft dan toch niet veel met de interne componenten te maken maar eerder met de regeling die hem stabiel houd? En daarmee hoe goed compenseert de regeling de interne spanningsval tot het liefst nul volt?

Right. Maar omdat ik van m'n klant op de 48V ingangsspanning mag vertrouwen en aan het uitzoeken ben of ik een $3 DCDC chipje met terugkoppeling kan uitsparen ben ik even bezig met de "geen terugkoppeling" situatie.

Dus daarmee heeft het dan WEL met de interne componenten te maken. En mijn initiele berekening: RDSON van de mosfet + de weerstand van de spoel deed vermoeden dat het een heel eind in de richting van acceptabel zou presteren op die manier.

De metingen komen echter niet overeen met de "initiele berekening". Kortom: ik doe iets verkeerd met die berekening en wil graag leren wat dat is.

Op 1 oktober 2020 19:13:23 schreef electron920:
Dat is nu net de valkuil zo kan je niet de DC weerstand meten laat staan de transiënt respons de impedantie dus, juist omdat je een regelversterker toepast

Benleentje heeft gewoon helemaal gelijk: De DC uitgangsimpedantie moet je gewoon zo meten. En zo doe ik dat dan ook.

Dat jij de impedantie als een frequentie afhankelijk iets wil zien is prima. Maar het gaat mij nu even over de DC component daarvan, ZONDER de terugkoppeling.

Dit is ook nog anders relevant: Stel dat zoals nu gemeten de uitgangsimpedantie ongeveer 1 Ohm is. Dan zou om de uitgangsspanning ongeveer gelijk te houden de "regelversterker" dus de theoretische uitgangspanning onder belasting van 2A ongeveer 2 volt hoger dan de gewenste uitgangsspanning moeten instellen. En die 2V * 2A: Dat zijn verliezen die ergens in mijn schakeling blijven hangen. Een hoge efficientie is toch echt wel iets waar ik graag op mik. Deels omdat dit fijn is, maar anderzijds om niet de warmte problemen te hebben die voortvloeien uit een minder efficiente omzetting.

Ha rew,

Naar je foto's gekeken beetje rommelig maar ik denk dat ik het begrijp overigens als je geen regellus gebruikt kan je in doorsnee genomen niet spreken over een voeding dat is verwarrend maar dat terzijde

Ook even op de datasheet gekeken en ik denk dat er met jou spanningsval niets mis is reken maar dat je in een mum van tijd aan de 80°c zit en dan is 1,2Ω gerechtvaardigd!

Groet,
Henk.

Rew, wat ik in je verhaal mis is de inwendige weerstand van de 48V voeding.
Deze is niet nul ohm. De 48V-voeding wordt 50% van de tijd ingeschakeld. Dan loopt er een stroom van 2A. De 48V-voeding is 50% van de tijd uitgeschakeld. Er loopt dan een stroom van 0A. Wat is de zelfinductie van die voeding? Het kan zijn dat je daar last van hebt. Je moet dus de ingang van de DC/DC-convertor heel goed ontkoppelen om de ingangsweerstand laag te krijgen. De 48V-voeding moet tenslotte onmiddellijk 2A leveren zodra de juiste mosfet ingeschakeld is en mag niet de nodige tijd nemen om van 0A naar 2A op te schakelen. Ik ga er vanuit dat je in de DC/DC-converter geen dioden gebruik en dat de 2A stroom door een van de twee MOSFET's loopt anders heb je last van diodeverliezen.

Lees nou even jongens, het is een synchrone buck converter ZONDER FEEDBACK, dus het de pulsbreedte geforceerd op 50%, ongeacht de in- en uitgangsspanning. Omdat het hele ding in geforceerde continuous conduction mode staat, gaat de stroom door de spoel bij lage belastingen gewoon negatief. In deze situatie is de uitgangsspanning proportioneel aan de ingangsspanning en de pulsbreedte, als je ideale componenten zou aannemen.

@electron920: 1.5R bij 80C? De MOSFETs hebben bij 25C en Rdson van 16mR!

Voor het laden van accu's bestaat er ook zoiets als current mode control, dan hoef je de spanning helemaal niet te regelen, maar dat hele verhaal is niet relevant omdat hier überhaupt geen control loop is.

@REW: ik snap niet helemaal waarom de spanning zo langzaam (relatief) stijgt en daalt. Op 240kHz duurt elke cycle ongeveer 2080ns, als je 2 keer 150ns werk hebt met schakelen snap ik die gemeten impedantie wel.

Weet je zeker dat je je niet hebt vergist in de gate weerstanden? De gate van de onderste MOSFET lijkt wel ok, maar de bovenste is erg slap.

Ha SparkyGSX,

Ja ja knappe jonge als je die temperatuur weet vast te houden

Ik was in de veronderstelling dat @rew het over zijn 48 V voeding had dus dat hij daar de uitgangsweerstand van wilde bepalen om de spanningsval aan de ingang van zijn FET te bepalen.
En daar zit een regellus in dus 48 V bij 2 A is ook 48 V bij 5 A ( moet je voeding op zijn sloffen wel 5 A kunnen leveren ) dus daar kan je geen weerstand aan toekennen.

@rew,

Ik denk als je van een ( deel ) schakeling om het even wat het is eigenschappen wil vast leggen altijd zoveel als mogelijk naar een stabiele toestand gaan.ei
Dus in jou schakeling ben je geïnteresseerd in de aan weerstand van je FET zet hem aan constant en meet de weerstand ( of afgeleide daarvan ).
Je kunt dan ook eens kijken welke gatespanning je echt nodig heb om
in het verzadigingsgebied (aan) te komen ik denk zomaar 8 V en dat ga jij niet reden

Groet,
Henk.

Op 1 oktober 2020 19:28:26 schreef rew:
En mijn initiele berekening: RDSON van de mosfet + de weerstand van de spoel deed vermoeden dat het een heel eind in de richting van acceptabel zou presteren op die manier.

Moet je niet, omdat een groot deel van je uitgangsvermogen als AC door je spoel gaat, daarvoor de AC impedantie meenemen in je berekening?

Op 1 oktober 2020 20:40:24 schreef electron920:
Ja ja knappe jonge als je die temperatuur weet vast te houden

Uiteraard, maar voordat je van 16mR op 1.2R komt is die MOSFET wel licht aan het geven. Ik snap niet waar de stelling "aan de 80°c zit en dan is 1,2Ω gerechtvaardigd!" vandaan komt.

Ik denk als je van een ( deel ) schakeling om het even wat het is eigenschappen wil vast leggen altijd zoveel als mogelijk naar een stabiele toestand gaan.
Dus in jou schakeling ben je geïnteresseerd in de aan weerstand van je FET zet hem aan constant en meet de weerstand ( of afgeleide daarvan ).
Je kunt dan ook eens kijken welke gatespanning je echt nodig heb om
in het verzadigingsgebied (aan) te komen ik denk zomaar 8 V en dat ga jij niet reden

Om te beginnen zie ik een gate drive spanning van 12V, dus dat zal het probleem niet zijn. Het is duidelijk dat de Rdson van de MOSFETs en de weerstand van de spoel niet het geobserveerde gedrag verklaren, dus dan kun je toch moeilijk stellen dat je het gedrag bij het schakelen maar negeert, aangezien dat zeer waarschijnlijk de oorzaak is van het geobserveerde gedrag.

Ik zet in op een verkeerde gate weerstand bij de high-side MOSFET, of een defecte gate driver.

Op 1 oktober 2020 20:25:40 schreef SparkyGSX:
Weet je zeker dat je je niet hebt vergist in de gate weerstanden? De gate van de onderste MOSFET lijkt wel ok, maar de bovenste is erg slap.

Dank! Ga ik dubbelchecken. Ik weet ZEKER dat ik er minstens 1 al gechecked heb, maar het zal niet de eerste keer zijn dat een stagiaire een 47k monteert waar ik 47R in de bom heb staan. (Deze zijn 4R7).

Waar ik een beetje bang voor ben is dat de fet driver "1A max current" claimed. Dat blijkt te zijn dat de uitgangsweerstand van z'n driverstage ongeveer 12 Ohm weerstand heeft. Bij het aanzetten staat de 12V voeding dan over die 12 Ohm + 4.7 Ohm die ik er nog bij heb geplaatst: op het miller plateau loopt er dan rond de 11V/17 Ohm = 0.6A.

Maar bij het uitschakelen is de situatie anders: je krijgt een miller plateau bij rond de 1V, dus dan loopt er maar 60mA om hem verder leeg te krijgen.

Op 1 oktober 2020 20:40:24 schreef electron920:
En daar zit een regellus in dus 48 V bij 2 A is ook 48 V bij 5 A ( moet je voeding op zijn sloffen wel 5 A kunnen leveren ) dus daar kan je geen weerstand aan toekennen.

Met een goede regellus wordt de uitgangsweerstand gewoon nul. Dat is ook een weerstandswaarde die je kan toekennen. De 48V voeding is een 20A DELTA ELECTRONICS apparaat. Kwaliteitsspul wat na 40 jaar nog steeds werkt. Dit soort goede voedingen hebben een behoorlijk goede regellus en regelen de spanning op de aansluitklemmen behoorlijk nauwkeurig op de ingestelde waarde. Dus een heel lage uitgangsweerstand. Maaaarrrr mijn schakeling zit niet met AWG0 draden aan die aansluitklemmen vast. Dus die draden hebben ook een meetbare weerstand. Een paartiende volt bij 1 of 2A.

Ik denk als je van een ( deel ) schakeling om het even wat het is eigenschappen wil vast leggen altijd zoveel als mogelijk naar een stabiele toestand gaan.ei

De RDSON die de fabrikant opgeeft: Die geloof ik gewoon.

Dus in jou schakeling ben je geïnteresseerd in de aan weerstand van je FET zet hem aan constant en meet de weerstand ( of afgeleide daarvan ).

Nee. Ik ben niet geinteresseerd in de weerstand van de FET. Ik ben geinteresseerd in de effectieve uitgangsweerstand van de schakeling als ik de PWM op 50% constant houd.

Nogmaals: Als ik de PWM op 50% vastzet en uitgaande van 0.1 Ohm interne weerstand van de 48V voeding aan het begin van de keten, dan had ik dus een effectieve uitgangsweerstand van mijn ongeregelde 24V verwacht van 0.1 (maal 0.5 of 0.25) + 0.02 (mosfet) + 0.1 (spoel). 0.22 ohm MAX. Dat is voor de toepassing waarschijnlijk gewoon "goed genoeg", dus geen gezeik met regellussen en rare effecten op de uitgang.

Maar mijn berekening om de uitgangsweerstand te berekenen lijkt helemaal niet te kloppen. In de praktijk lijkt het zo te zijn dat ik niet op die manier die uitgangsweerstand kan berekenen. Er zit een misrekening in. Dit heeft niet alleen gevolgen voor: Dan zet je er toch gewoon TOCH een regellus omheen, maar OOK dat ik dan op een onverwachte plek kennelijk warmte aan het maken ben. En dat is ZEKER een ongewenst effect.

Je kunt dan ook eens kijken welke gatespanning je echt nodig heb om
in het verzadigingsgebied (aan) te komen ik denk zomaar 8 V en dat ga jij niet reden

Waarom zou ik 8V niet redden? De fet-driver heeft een under-voltage-lockout rond de 8V. Als ik kortsluiting op m'n uitgang heb en de labvoeding grijpt in, dan zakt die de voedingsspanning tot onder de 8V, de fet driver besluit geen fets meer aan te sturen, dus de kortsluiting is weg. De voeding gaat weer naar de 12V en de cyclus herhaalt.

Dus: Ik ben er van overtuigd dat mijn fetdriver weigert m'n Fets aan te sturen als ie geen 8V heeft. In de scoop plaatjes zie je duidelijk de 12V voor de bottom fet en de ongeveer 60V voor de topfet.

Op 2 oktober 2020 02:22:07 schreef blurp:
Moet je niet, omdat een groot deel van je uitgangsvermogen als AC door je spoel gaat, daarvoor de AC impedantie meenemen in je berekening?

Nee, Ik ben geinteresseerd in de DC uitgangsweerstand van het geheel, die gaat dus als DC door m'n spoel. (trek ik gemiddeld 2A aan de uitgang loopt er gemiddeld 2A door de spoel).

Ha rew,

Een schakelschema zou ook hier enige duidelijkheid bieden
Maar het is duidelijk dat het om de uitgang gaat daar ligt de focus !
Het is overigens een misverstand om te veronderstellen dat de optimale uitgangsweerstand 0Ω is maar dat ter zijde.

De opgave van het data blad mag je voorzichtig aanhouden maar dan wel alles mee rekenen dus de werkelijke conditie.

Om te beginnen is er de duty-cycle dit is de verhouding van de pulsbreedte tot de totale cyclustijd Tau / T.
Elke MOS-transistor heeft een aan-tijd en een uit-tijd nodig, waarbij het apparaat wordt overgebracht van de uit-toestand naar de aan-toestand en vice versa.
In de aan-toestand is er het vermogensverlies aan dat Ion Von is en het vermogensverlies UIT, dat Ioff Voff is.
De aan- en uit-stroom, het schakelvermogen is Ion Voff / 2.
De uit-stroom wordt normaal gesproken verwaarloosd.
Dan het totale energieverlies in één cyclus EPC = Von Ion Ton + Ion Voff Tsw / 2, waarbij Tsw de inschakeltijd is, aangenomen dat deze gelijk is aan de uitschakeltijd.
Voor een efficiënte werking moet de eerste term groter zijn dan de tweede.
Dat is Von Ion Ton> Ion Voff Tsw / 2, Het stroomverbruik tijdens de aan-periode die de nuttige periode is, moet groter zijn dan de verliezen bij de schakelovergangen wat niet zinvol is in de zin van het bedienen van een schakelaar.
Het volgt dat:

Von Ton> Voff Tsw / 2,
of 2 Von / Voff> Tsw / Ton, vergelijking 1, de werkcyclus is (Ton + 2Tsw) / T,
vergelijking 2.

Nu kan ik aan de hand van jou scope plaatjes niet goed de schakeltijden bepalen te kleine bandbreedte van de scope.
Ik ga er gemakshalve van uit dat je gate spanning > 8 V is om snel uit het triode gebied te komen !
Kijk ook even naar de Rds-on/temp.

Groet,
Henk.

Op 2 oktober 2020 10:48:32 schreef rew:
Maar bij het uitschakelen is de situatie anders: je krijgt een miller plateau bij rond de 1V, dus dan loopt er maar 60mA om hem verder leeg te krijgen.

Het Miller plateau ligt volgens de datasheet op 3V, dus het is iets minder dramatisch, maar je hebt zeker gelijk dat dit mee kan spelen.

maar OOK dat ik dan op een onverwachte plek kennelijk warmte aan het maken ben. En dat is ZEKER een ongewenst effect.

Tijd om de thermische camera te pakken, lijkt me.

Met 1A belasting is het spanningsverschil tussen belast en onbelast direct de uitgangsweerstand....

Belast lijkt de uitgang-transitie ongeveer 40ns te zijn. Verder leek er prima 100ns marge te zijn op de deadtime. Dus ik heb nu de deadtime naar 100ns gezet en de uitgangsweerstand is van 2.8 Ohm naar 1.5 Ohm gegaan. Als we dat doortrekken zit ik op 0.2 Ohm uitgangsweerstand plus 1.3 Ohm per 100ns deadtime.

@elektron920: hier is het schema:

De gate weerstanden zijn gecontroleerd Er staat 4R70 op.

OK. Ik heb besloten dat ik nog verder kan gaan de deadtime staat nu op ongeveer 40ns (2 clocks op 48MHz). Ik heb nu 23.2 volt op de uitgang. Nog steeds een fors verschil met de uitgerekende geschatte 0.1 max 0.2 ohm, maar we gaan de goede kant op.

OK. Ook de ingang nu even zitten meten....

ingang: onbelast: 47.90 belast: 47.86. Uitgangsweerstand dikke labvoeding: ongeveer 80mOhm.

Uitgang: Onbelast: 24.03 belast: 23.58. Uitgangsweerstand ongeveer .45 Ohm.

Meer dan gehoopt maar stukken beter dan eerst. En de deadtime weegt veel zwaarder dan gedacht, maar hoe we die invloed kunnen beredeneren snap ik nog niet goed.

Tot nu toe had ik de input van de dummyload i.e. het display van de dummyload genomen als meetwaardes. Nu ik toch met m'n multimeter in de weer was heb ik ook de belasting daarmee gemeten. Belast is er toch wel wat verschil, dus er is ook nog wat in de bedrading aldaar.

Ik denk dat ie nu met 40ns NET iets te snel staat. Ik denk dat ik dat niet in de uitgangsspanning zie maar eerder in de ingangsstroom: Ik heb dus een beetje shoot-through. Ohhhh! De shoot-through kan ik meten op de ingangsspanning (ook onbelast!) met de scoop AC gekoppeld. Met 40ns deadtime heb ik 10V piek-piek aan wiebel rond het schakelmoment. dat reduceert naar 2 volt bij 100ns deadtime. En steeds per stapje een duidelijke verbetering. Als ik met de probe in dezelfde positie de GND meet, dan zie ik een vergelijkbare wiebel, dus het is weer voornamelijk ground-bounce die we op dat moment nog zien. Maar dus bij 80ns heb ik duidelijk meer "troep" op de ingang, dus ik denk dat ik dan al wat shoot-through krijg. Kennelijk niet zodanig extreem dat de boel direct ploft.

.

[Bericht gewijzigd door ohm pi op vrijdag 2 oktober 2020 19:16:40 (100%)

Ik kan het ook niet helemaal verklaren; tijdens die dode tijd zou de body diode van de bovenste MOSFET in geleiding moeten zijn, en krijg je één diode drop meer over de spoel dan wanneer de MOSFET in geleiding is, en die dode tijd is maar een relatief klein deel van de hele cyclus. Dat klopt toch niet helemaal met de orde van grootte van effect die het lijkt te hebben.

Persoonlijk vind ik 100nF voor de bootstrap condensator wat aan de krappe kant, maar dat lijkt het probleem hier niet te zijn. Bedenk wel dat de spanning daarover inzakt tijdens het laden, en die lagere spanning geeft weer een kleinere gatestroom, waardoor het schakelen langer duurt.

Qt = 29nC.

(d)U . C = Q

dU = Q / C = 29nC / 100nF = 0.29V. Bij het AANZETTEN van de topfet zakt de spanning op de boost condensator van 11.4V naar 11.1V. Dat moet kunnen. (in de praktijk tot nu toe iets meer: Ik heb niet de moeite genomen om de 12V voeding naar 12V te draaien, die staat nog op 12.2V).

Nou, je raakt exact de helft van die lading kwijt onderweg, en de driver heeft ook nog een eigen verbruik, maar dat zou in die korte tijd verwaarloosbaar moeten zijn.