Projectje: 24V voeding met foldback stroombegrenzing

Foldback stroombegrenzing om de maximale dissipatie te verminderen;

Dat volg ik niet. Als je bedoelt de dissipatie in je load heb je gelijk de dissipatie in je voeding gaat bij een kortsluiting met foldback naar maximaal en dat is 4A x 42V = 168W.

Ik snap je argument voor 24V ook niet als je dan toch 42V hebt kun je net zo makkelijk naar een hogere uitgangspanning. Al je halfgeleiders en elco's moeten zelfs minimaal 50V zijn.

Je actieve gelijkrichting is wel mooi bedacht. Je daar ook speciale IC's waar je dan wel 4 externe Fets bij moet zetten.

[Bericht gewijzigd door benleentje op zondag 3 mei 2020 20:24:33 (12%)

We hebben hier dan een ander idee over foldback stroombegrenzing denk ik... Wat foldback stroombegrenzing volgens mij zou moeten doen is de stroom begrenzen tot een waarde die stijgt met de uitgangsspanning. Dat wil dus zeggen dat de maximale stroom getrokken kan worden bij (in dit geval) 24V, maar als die spanning daalt (door overbelasting bijvoorbeeld) dat de stroomsterkte op de lagere spanning lager is zoals (in dit geval) 1,25A op 0V. Er staat een grafiekje in de µA723 datasheet die dat toont:

Dit is het gedrag dat ik beoog te implementeren. Bij 0V is de dissipatie in de voeding (uitgaande van 42V op de bufferelco's) 52,5W, en bij vollast (24V/4A) zou het 72W zijn. De elcospanning zal wel iets inzakken met een zware last (daar reken ik zelfs op, dan komen de getallen ook dichter bij elkaar), maar dit toont de richting die ik op wil. Misschien heb ik de naam 'foldback' verkeerd gebruikt, maar het bovenstaande gedrag is in elk geval wat ik wil bereiken. Ik heb niet de koeling om van 168W af te komen namelijk.

De actieve gelijkrichting komt van een ander ontwerp: PSL-3604 op EEVBlog. Best een interessant ontwerp dat het waard is om te bekijken. Ik heb er wel een keer een PCB voor laten maken, maar ik ben er nog niet toe gekomen om het ontwerp als geheel te bouwen. Die LT4320 IC's heb ik er wel een tweetal van, maar ze zijn best duur en in dit geval wilde ik toch maar een halve brug. Een LM393 en een handvol weerstandjes is praktisch gratis. Regelaartjes als de LR645 zijn ook nog wel betaalbaar (zij het iets lastiger te vinden) door hun gebruik in schakelvoedingen. Als de transformator minder spanning had geleverd was een 78Lxx ook nog wel te gebruiken geweest.

Ik heb geen argument om 24V te maken behalve dat mijn KSGER soldeerstation op 24V loopt en ik mijn CO 2016 labvoeding, waar die nu op is aangesloten, vrij wil houden om daar gevoeliger schakelingen op aan te sluiten. Als ik een geschiktere transformator in de rommelbak had liggen had ik die gebruikt natuurlijk!

Ik zal de voeding waarschijnlijk regelbaar maken tussen 0-30V, want daar is de ruimte wel voor. Ik heb het soldeerstation ook eens open getrokken en de componenten zijn allemaal geschikt voor 30V (al wil ik niet op het randje gaan zitten), al zal het verwarmingselement waarschijnlijk niet heel dankbaar zijn voor een verhoging van >50% in vermogen dat hij voor zijn kiezen krijgt in zo een geval. Ik zal de voeding met mijn soldeerstation waarschijnlijk gewoon op de gespecificeerde 24V instellen. Hij zou niet meer dan 3A moeten trekken.

Met die actieve gelijkrichter kun je mi ook de dissipatie begrenzen, desnoods alleen bij kortsluiting.

met foldback werd ook wel eens wat anders bedoelt: Eens over een grensstroom valt de stroom gewoon terug naar een kleine waarde, tot de voeding gereset of ontkoppeld wordt. Maar je zorgt er ook voor dat de voeding niet opgestookt wordt wanneer de uitgang kortgesloten wordt.

als ik het goed begrijp wil jij de maximum te leveren stroom afhankelijk maken van de geleverde uitgangsspanning. (hoe hoger de spanning, hoe meer stroom er mag geleverd worden). aangezien er een zeker inertia in het geheel zit (opwarmen kost tijd) zou je dat met een temperatuursensor op de koelvin kunnen doen. kan de voeding toch max stroom leveren bij 1V, maar niet te lang..

Op 3 mei 2020 22:22:08 schreef Roland van Leusden:
Met die actieve gelijkrichter kun je mi ook de dissipatie begrenzen, desnoods alleen bij kortsluiting.

ja pre-regeling van de voedingsspanning zoals in die brommers van Philips

[Bericht gewijzigd door kris van damme op zondag 3 mei 2020 22:39:11 (18%)

Op 3 mei 2020 22:22:08 schreef Roland van Leusden:
Met die actieve gelijkrichter kun je mi ook de dissipatie begrenzen, desnoods alleen bij kortsluiting.

Hoe dan? Gaat je niet lukken...

Ik dacht toen ik deze schakeling voor het eerst zag ook dat je met zo een opzet nog wel enige controle had over de stroom door de MOSFET, maar dat is niet zo. De MOSFETs zijn zo geschakeld om deze schakeling te simuleren:

Het enige wat er hier gebeurt is dat hij ingeschakeld wordt wanneer gewoonlijk de interne parasitaire diode zou geleiden. Dan heb je die ~0,7V niet meer, maar die parasitaire diode kan je verder niet uitschakelen dus het gelijkrichtgedrag blijft. De MOSFET staat met een positieve U_DS als het goed is nooit in geleiding want anders gooi je de wisselspanning van de betreffende fase op de elco, dus daar heb je ook weinig controle. Je kunt theoretisch stroom terugleveren aan de transformator door de MOSFET langer in geleiding te houden zodat hij de elco weer ontlaad na de piekspanning, maar de piekspanning zelf zal er niet door dalen (maar de dissipatie in de elco, trafo en MOSFET zullen er wel door toenemen met weinig winst in de regeltorren). Het klinkt als een doodlopende weg...

Op 3 mei 2020 22:37:57 schreef kris van damme:
met foldback werd ook wel eens wat anders bedoelt: Eens over een grensstroom valt de stroom gewoon terug naar een kleine waarde, tot de voeding gereset of ontkoppeld wordt. Maar je zorgt er ook voor dat de voeding niet opgestookt wordt wanneer de uitgang kortgesloten wordt.

Eigenlijk is dat ook wat er nu gebeurt. Als er iets over de kritische stroom gaat dan keldert de spanning meteen tot zo een niveau dat de stroom afneemt tot de waarde die bij die spanning nog acceptabel is. Afhankelijk van hoe de belasting zich gedraagt kan dat een grote of een kleine sprong zijn. Er zijn ook voedingen met een soort 'shutdown' die afschakelen bij overbelasting, maar het lijkt me sterk dat ze die 'foldback' noemen. Ik noem dat 'over-current protection'.

als ik het goed begrijp wil jij de maximum te leveren stroom afhankelijk maken van de geleverde uitgangsspanning. (hoe hoger de spanning, hoe meer stroom er mag geleverd worden). aangezien er een zeker inertia in het geheel zit (opwarmen kost tijd) zou je dat met een temperatuursensor op de koelvin kunnen doen. kan de voeding toch max stroom leveren bij 1V, maar niet te lang..

Zou kunnen inderdaad, misschien bouw ik hem nog wel een keer om voor zo een gebruik. Onhandig is alleen dat het heel moeilijk is om vast te stellen hoe de gemeten temperatuur correleert met de daadwerkelijke temperatuur op de 'die' en om dan een soort wenselijk regelgedrag te genereren. Dat wordt een gedoe om goed te krijgen... Het moet natuurlijk ook niet zo zijn dat je voedingsspanning langzaam omlaag gaat als de temperatuur toeneemt. Liefst zou ik niet hebben dat mijn voeding in het gebruik opeens afschakelt omdat ik een instelling heb gekozen die met mijn last toevallig niet houdbaar is.

Tijd voor een aangepast schema, ik heb een 12V voeding en de fanregeling van Blackdog in het schema bijgevoegd omdat die me in de Xiaolin voeding (hier: Voeding kit XIAOLIN aangeboden op AliExpress) best aardig beviel.

Ok, nieuwe versie van het schema. Wijzigingen (waarschijnlijk onvolledig):

• Onderdeelnummers toegevoegd;
• Weerstanden in de weerstandsdeler zijn aangepast, er gaan namelijk 1mA in vanuit Q3 en dat kon niet zonder groot verlies van nauwkeurigheid met de oude impendantie, die nu kleiner is. R25 is aangepast om het laatste beetje scheefheid weg te werken;
• Uitschakelsysteem toegevoegd om de uitgangsspanning te deactiveren bij een te hoge temperatuur;
• Terugkoppelnetwerk voor de 723 toegevoegd.

Verder zijn volgens mij alleen cosmetische dingen aangepast.

Ook beschikbaar in PDF voor hen die dat makkelijker vinden (het zoomt makkelijker).

Inmiddels is de epoxy droog en zitten de weerstanden en de NTC vastgelijmd:

Hi Kruimel,

Wat opmerkingen van mij...
Neem de dioden D7 en D8 wat zwaarder zoals de 1N5400 serie welke 3A zijn en soms neem ik voro een 5A voeding 6A modellen op die posities.

Geef de referentie uitgang van de LM723 een elco naar massa, denk an 4,7 of 10uF.

Wat betreft de voeding van de 723 zou ik nog een extra weerstand en elco plaats en dat is een de bovenzijde tussen D4 en R23 en dan een elco naar massa.
Denk aan 1 a 2 V drop en een elco die voldoende kantelpunt geeft.
Dat helpt flink met de brom onderdrukking en ook ter bescherming van de 723 bij piek spanningen uit het 230V.

De sensstring RV1 en R10 kunnen denk ik een RC comby gebruiken om de ruis daar lager te maken, maar vooral om je fasemarge beter te maken.
Natte vinger waarden 100Ω in serie met 0,1uF om mee te starten.

Heb je ook nagedacht over de piekstroom die er kan gaa nlopen bij kortsluiting.
Je hebt "Fold Back" maar is dat snel genoeg om je TIP35 transistoren te beschermen?

Groet,
Bram

Ha blackdog, leuk je hier te zien.

D7 en D8 zijn lichter dan ik ook zelf zou aanraden omdat ik het op een gaatjebord aan het solderen ben, en de gaten 1mm zijn. Ze waren eerst ook het zwaardere type in het ontwerp. Ik monteer een zwaarder type voor D8 (misschien zelfs een P600G) als ik de fysieke uitgangsbussen mechanisch gebouwd heb, maar voor nu probeer ik het schema een reflectie te laten zijn van hoe het bord er uit ziet zodat mochten er rare meetresultaten zijn dat we er geen misverstanden over gaan krijgen. Overigens zie ik niet hoe D7 ooit een grote stroom zou zien, ik vermoed dat je op dat moment de rest van je voeding toch al wel af kan schrijven...

Die ontkoppeling voeg ik inderdaad wel even toe, scherp gezien. In eerste instantie was het ontwerp zonder hulpvoeding en liep het IC volledig zwevend, beetje als een LM317 (en gebaseerd op het voorbeeldontwerp in de datasheet). Dan kan je geen elco over de regelaar monteren omdat je de rimpel op de ingang dan naar de uitgang koppelt. Naderhand bleek een geschikt trafootje maar €1 te kosten, dus enige motivatie om zo een spel goed te krijgen was daarmee verdwenen. Dat laat me ook toe om later makkelijk metertjes toe te voegen zonder te jongleren met extra voedingsrails.

Op het moment ben ik nog niet echt bezig met compensatienetwerken, alleen de (relatief grote) compensatiecondensator C8 is nu gemonteerd, en ik wil eerst weten of de wat minder conventionele delen van het ontwerp werken. Er is bijvoorbeeld ook nog geen capaciteit op de uitgang. De spanningsterugkoppeling zou nu redelijk bestendig moeten zijn omdat hij niet supersnel is, en als ik nu een condensator in de terugkoppeling steek riskeer ik een stabiliteitsanalyse te moeten gaan doen, wat niet mijn primaire doel was.

Ik heb een nieuw schema gemaakt met een paar aanpassingen, waaronder ook de toevoeging van een transistortje om te helpen de stroom snel uit te schakelen bij snelle kortsluitingen. Eigenlijk had ik gedacht dat de implementatie van de stroombegrenzing voldoende snel zou zijn, maar bij nader inzien moet die wel de 470pF condensator in een 220Ω weerstand ontladen dus dat geeft wat onzekerheid (al zou de stroombegrenzing sneller moeten zijn dan de spanningsregeling). Die TIP35C's zijn wel met zijn vieren, dus het zal niet meteen een drama zijn, maar 'better safe than sorry!'

Kruimel, ik ben het eens met jou gebruik van de term "foldback". Zoals ik het lees gebruik je het gewoon goed en zijn er steeds weer reacties van: Je gebruikt het woord raar en dan wordt nogmaals uitgelegd wat jij ook bedoelt. Zucht.

Thanks, ik begon al een beetje aan mezelf te twijfelen... Gelukkig weet ik in elk geval wat ik wil bereiken en hoe, dus 'worst-case' zou het dan alleen de nomenclatuur zijn die mis was.

Op 5 mei 2020 06:44:55 schreef rew:
Kruimel, ik ben het eens met jou gebruik van de term "foldback". Zoals ik het lees gebruik je het gewoon goed en zijn er steeds weer reacties van: Je gebruikt het woord raar en dan wordt nogmaals uitgelegd wat jij ook bedoelt. Zucht.

mogen we nog van gedachte wisselen? heb een paar foldback voedingen gehad, en die deden het anders dan kruimel in gedachte had: boven een bepaalde stroom, ongeacht de ingestelde spanning, plooiden die terug naar een zekere stroom. (daar zit dus een zekere geheugenwerking in). Kruimel beoogt een spanningsgerelateerde stroombegrenzing. daar zit geen geheugenwerking in. Maar zie de functie nog niet geïmplementeerd in zijn huidig schema?

Op 4 mei 2020 22:50:30 schreef blackdog:

Heb je ook nagedacht over de piekstroom die er kan gaan lopen bij kortsluiting.
Je hebt "Fold Back" maar is dat snel genoeg om je TIP35 transistoren te beschermen?

Groet,
Bram

De 723 heeft de current limiting intern direct via een transistor aan de uitgangspoot, juist met de bedoeling dat het héél snel kan reageren bij overstroom.

Op 6 mei 2020 23:30:12 schreef kris van damme:
mogen we nog van gedachte wisselen?

Ja natuurlijk, daar gaat het allemaal om op een forum!

heb een paar foldback voedingen gehad, en die deden het anders dan kruimel in gedachte had: boven een bepaalde stroom, ongeacht de ingestelde spanning, plooiden die terug naar een zekere stroom. (daar zit dus een zekere geheugenwerking in). Kruimel beoogt een spanningsgerelateerde stroombegrenzing. daar zit geen geheugenwerking in. Maar zie de functie nog niet geïmplementeerd in zijn huidig schema?

Ja en nee, want ik zie een redeneringsfout ik je betoog. Deze voeding (die in werking afgeleid is van die in de datasheet) laat de stroombegrenzing afhangen van de momentane uitgangsspanning, niet van de ingestelde uitgangsspanning. Dus als ik hem instel op 24V is de begrenzing 4A of hij nu eerder belast was of niet, en is bij kortsluiting 1,25A onafhankelijk van de instelling van de uitgangsspanning. Dat is dus niet afhankelijk van de voorgeschiedenis van de belasting, het maakt dus niet uit of de belasting daarvoor 0, 1 of 3,99A was.

Hier heb ik een plaatje gemaakt waarin ik de karakteristiek van twee "gewone" weerstanden en eentje met een "rare" karakteristiek over de uitgangskarakteristiek van de 723 foldback heb getekend:

R1 en R2 kruisen de grafiek maar één keer, dat wil zeggen dat er maar één instelpunt is waarop die weerstanden met deze voeding gaan werken. Als je R1 aansluit zal dat in mijn geval dus 24V zijn, en in het geval van R2 ongeveer 10V. In dit geval wordt er niets "onthouden" (met andere woorden, er is geen geheugen-effect), zodra je de weerstand aansluit zal de voeding naar dit instelpunt gaan, en als je hem losneemt gaat hij weer naar de ingestelde uitgangsspanning (bij R1 is dat overigens allebei 24V). Als je de belasting verzwaart (door R1 te veranderen richting R2) zal de spanning op een bepaald punt redelijk snel afnemen. De spanning zal zich echter altijd weer herstellen als je terug gaat naar de originele weerstand, dus al het "geheugen" in de schakeling zit dus nog steeds in de instelling van de belasting.

In het geval van R3 is dat anders. Deze belasting gedraagt zich niet zuiver resistief. Het is een soort stroombron met een weerstand in parallel (wat bijvoorbeeld zou kunnen in de constructie van een versterker met stroombronnen voor de ruststroom). Deze belasting kruist twee keer met de grafiek en heeft twee stabiele instelpunten. Nu hangt het dus af van de voorgeschiedenis wat de stabiele toestand van de voeding gaat zijn. Als je hem inschakelt met deze belasting aangesloten zal de spanning zich (in mijn geval) stabiliseren op iets van 5V, terwijl als je de schakeling op de reeds opgestarte voeding aansluit hij 24V (met de bijbehorende stroom) zal leveren. Nog steeds hangt dat niet af van de belasting zelf, maar van de voorgeschiedenis van de uitgangsspanning.

Dit zou bijvoorbeeld ook makkelijk kunnen gebeuren met een reguliere weerstand als je een voeding hebt die een 'foldback' heeft naar 0A bij 0V. Ik heb dat in de grafiek getekend met de grijze lijn. Als er dan (bijvoorbeeld) een kleine stroombron in de voeding zit die als voorbelasting dient (soms nodig voor stabiliteit) dan krijg je een karakteristiek zoals R3. Dat kan met deze opzet met wat gegoochel omdat het een drempelspanning vereist van 0V, maar met een opamp is dat triviaal. Vermoedelijk heeft jouw voeding zo een regeling gehad en is er een afhankelijkheid van (de grootte van) de belasting vlak voor hij in beveiliging schoot. Als er dan ook nog een elco aan de uitgang zit dan is er een kans dat de voeding zelfs met het wegnemen van de belasting niet weer opstart. Dat zou je kunnen testen door een kleine spanningsbron (een batterij bijvoorbeeld) via een weerstand en een diode (!) aan te sluiten op de uitgangsbussen. De voeding zou weer moeten starten als je dan meer stroom levert dan de interne stroombron opneemt, zelfs al is de maximale spanning die je aanbrengt kleiner dan de ingestelde waarde van de uitgangsspanning.

Bovenstaande is strict theoretisch, maar dit is mijn begrip van een foldback karakteristiek, maar is niet per definitie dekkend voor alle gebruik van de term. Als je voeding iets "onthoudt" dan vind ik het moeilijk dat onder de 'foldback' term te scharen, en lijkt het me een secundair effect van imperfecties in de schakeling (of domweg het oneigenlijke gebruik van de term, 'shit happens').

De 723 heeft de current limiting intern direct via een transistor aan de uitgangspoot, juist met de bedoeling dat het héél snel kan reageren bij overstroom.

Wederom ja en nee. De transistor zoals die getekend in in je screenshot is nog niet aangesloten, en heeft in het geval van mijn schema een niet verwaarloosbare emitterweerstand en moet ook de compensatiecondensator ontladen voor het de werking van de schakeling gaat beïnvloeden. Beide zijn geen grote invloeden (het gaat hier om 470pF die maar een paar tienden van een volt moet worden ontladen), maar het is wel iets om rekening mee te houden. Als er 0,21C aan elektronen (5000µF@42V) aan het popelen zijn om te ontladen in een mals stukje silicium is een transistor natuurlijk een makkelijke prooi en is een stokje achter de deur wel fijn.

Persoonlijk denk ik niet dat het hier een probleem zal zijn, maar het vervelende is dat als ik het mis heb de hele schakeling mag vervangen. Dit kan als er ergens een cruciale link niet goed gesoldeerd is of ik net de foute kleurcode heb gelezen op de ringen van een weerstandje (het gebeurt mij wel, zeker met die blauwe). Je kunt er donder op zeggen dat niet alleen de uitgangstransistoren stuk zullen zijn, een trafo als dit pompt met alle gemak al je klein signaal transistoren en IC's vol elektronen ruim voor de zekeringen er maar over denken te smelten. Dan mag je meteen weer het hele huis luchten en ben je een dagje aan het bouwen om het weer goed te krijgen. 'Better safe than sorry!'

Ik ken alleen het type foldback current limiting zoals gebruikelijk in de bekende µA723. Maar er zijn LDO's die vier verschillende types 'foldback' doen! Weer wat geleerd.

https://www.torexsemi.com/technical-support/tips/foldback-circuits/

Overigens komt het bij mij niet voor dat ik een voeding expres een uur ofzo kortgesloten laat staan. Daarom heeft zo'n schakeling maar een beperkt nut. Maar als ontwerp zie ik de uitdaging wel!

@Kruimel,
In je startpost schrijf je dat de gelijkgerichte voedingsspanning 42V is.
Je gebruikt maar 24V. Je zou tussen de collectoren van de 4 TIP35C's en de condensator van 4000uF een (collector)weerstand van ca 2 ohm kunnen opnemen. Bij 4A belasting stook je in deze weerstand ca 32W op. Je transistoren zijn dan nog net niet in verzadiging. Dat hoef je niet te verstoken in de TIP35C's. Bovendien kan de kortsluitstroom door de TIP35C's nooit meer worden dan ca 21A. Dat is voor elke TIP35C een stroom van iets meer dan 5A. Dat is een overzichtelijke waarde. Misschien kan je de snelle kortsluitingreep met de extra transistor dan wel weglaten. Ook de stuurtransistor BD139 kan je een eigen collectorweerstand (22 ohm?) naar de 4000uF voedingselco geven.

Op 7 mei 2020 14:51:27 schreef RAAF12:
Ik ken alleen het type foldback current limiting zoals gebruikelijk in de bekende µA723. Maar er zijn LDO's die vier verschillende types 'foldback' doen! Weer wat geleerd.

Interessant overzicht! Vermoedelijk zijn deze methodes alleen bedoeld voor geïntegreerde schakelingen waar kleinsignaaltransistoren praktisch gratis zijn (bij spanningsregelaars is het overgrote deel van de 'die' de uitgangstransistor) en je te maken hebt met 'pass' transistors die door een beperkt siliciumbudget een beperkte 'safe operating area' hebben. Dan is het zinvol om de stroombegrenzing te tweaken. Je ziet dit soort complexere gedrag ook bij andere regelaars als de LMx38 (de 5A variant van de LMx17):

De LM317 van National Semiconductor had een vergelijkbare grafiek, maar andere fabrikanten zijn wat minder gul in de karakteriseringsinformatie. In het geval van type C en D in jouw overzichtje durf ik te vermoeden dat het omschakelpunt tussen de beide soorten stroombegrenzing afhankelijk is van U_in-U_uit, en niet van de uitgangsspanning. Ik ga die datasheets niet uitpluizen om dat verder te onderzoeken, maar gegeven de context en het doel van dit soort beveiligingen lijkt dat logisch.

Overigens komt het bij mij niet voor dat ik een voeding expres een uur ofzo kortgesloten laat staan. Daarom heeft zo'n schakeling maar een beperkt nut.

Dat vind ik wel een beetje kort door de bocht. Kortsluiting maak je ook niet expres, maar dat wil niet zeggen dat je geen kortsluitbeveiliging wil. Als mijn voeding ooit ergens een uur kortgesloten staat zal dat zeker mijn doel niet zijn geweest, maar zou het wel fijn zijn als hij het dan zou overleven. Eerlijkheid gebiedt te zeggen dat er wel simpeler methoden zijn om dat te bereiken (een Clixon op het koellichaam bijvoorbeeld).

Op 7 mei 2020 20:23:38 schreef ohm pi:
@Kruimel,
In je startpost schrijf je dat de gelijkgerichte voedingsspanning 42V is.
Je gebruikt maar 24V. Je zou tussen de collectoren van de 4 TIP35C's en de condensator van 4000uF een (collector)weerstand van ca 2 ohm kunnen opnemen. Bij 4A belasting stook je in deze weerstand ca 32W op. Je transistoren zijn dan nog net niet in verzadiging. Dat hoef je niet te verstoken in de TIP35C's. Bovendien kan de kortsluitstroom door de TIP35C's nooit meer worden dan ca 21A. Dat is voor elke TIP35C een stroom van iets meer dan 5A. Dat is een overzichtelijke waarde. Misschien kan je de snelle kortsluitingreep met de extra transistor dan wel weglaten. Ook de stuurtransistor BD139 kan je een eigen collectorweerstand (22 ohm?) naar de 4000uF voedingselco geven.

Op zich een interessante gedachte, dat kan ik misschien wel testen, ik heb nog wel ergens een tweetal 4,7Ω 25W weerstanden op een koelblok liggen. Die heb ik eens gebruikt om een versterker te testen (Denon PMA-300V reparatie verslag) en zouden hier voor een test best kunnen voldoen. Voor dit ontwerp zijn ze voor permanente installatie niet heel praktisch, want voor mij maakt het niet zo veel uit of ik het vermogen dissipeer in een halfgeleider of een weerstand, in beide gevallen zal ik ze (met dit soort vermogens) toch moeten koelen. Als ik een halfgeleider gebruik echter dan heb ik ruimte om het regelbereik van de uitgangsspanning te verhogen. Met een weerstand kan ik de instelling niet verhogen naar 30V, wat ik in het geval van een stel transistoren wel zou kunnen, terwijl ik het probleem van de warmte toch wel zal hebben.

Je hebt me wel aan het denken gezet, stel nu dat ik de weerstand niet in de collectorleiding van de transistoren opneem, maar in de middenaftakking van de transformator:

Deze weerstand zal dan de piekstroom uit de transformator beperken, en daarmee misschien de RMS stroom dempen en toestaan dat ik die zwaarder zou belasten. Bovendien zou die de geleidingsperiode van de diodes verlengen, waardoor de rimpel zou moeten afnemen. Het is alleen een beetje lastig voorpellen hoeveel de elcospanning in zo een geval dan zou worden, want die berekening wordt daardoor wat complexer. Dat zou ik dan moeten testen. Als ontwerpkeuze zou ik deze methode niet prefereren, maar dit zou wat mij betreft wel interessant zijn om eens te testen gewoon om te zien hoe goed het werkt tegen rimpel en RMS stroom.

Houd er wel rekening mee dat mijn initiële analyse een piekspanning van 42V veronderstelde, en dat de rimpel bij 4A niet onaanzienlijk zal zijn, en dat dit op zichzelf al een dissipatiebeperking zal veroorzaken. Ik ga de extra transistor voor de snelle kortsluitingen voorlopig laten zitten, want een enkel componentje is geen moeite te plaatsen en doet geen kwaad (die doet toch niets bij gewoon gebruik).

Ik zal wel even een update geven als ik wat vorderingen gemaakt heb.

Ietwat off topic, maar nog even over de werking van de foldback. Ik bedoel de 'gewone', met als voorbeeld de onderstaande grafiek uit een ander topic (over de Bremi PS35-voeding):

Ik lees hierboven toch wat verwarring. Onder andere wordt er gezegd dat de stroom spanningsafhankelijk is, en elders ook dat de begrenzing iets met de tijd, of met een soort 'geheugenwerking' te maken heeft; en dus ook gerealiseerd zou kunnen worden met een thermistor, aangezien het om een soort vertraging zou gaan.

Maar dat is niet de beste manier om deze foldback uit te leggen. Want in feite is de stroom niet afhankelijk van de spanning, maar van de aangesloten belastingweerstand.
De blauwe grafiek hierboven plot spanning en stroom, maar de spanning bepaalt niet de stroom (tenzij natuurlijk gewoon via de wet van Ohm, in het normale werkgebied bovenin, waar de spanning nog constant is).

Beter kun je je voorstellen wat er gebeurt als je de belastingweerstand varieert. Bij een grote weerstand zit je linksboven in de blauwe grafiek. Bij kleinere weerstanden wandel je naar rechts, tot je bij de bocht komt. Bij nóg kleinere weerstanden vervolg je je wandeling langs de grafiek, nu dus naar linksonder.

Het is dus wel waar dat, bijvoorbeeld, bij een stroom van 4 A de uitgangsspanning zowel 13,6 V als 3,2 V kan zijn, maar dat is dan bij twee verschillende belastingweerstanden: in het ene geval was dat 3,4 ohm, in het andere geval was dat 0,8 ohm.

Een andere manier om dit in te zien, is twee aparte grafieken te maken: eentje voor de spanning (rood) en een voor de stroom (groen), beide als functie van de belastingweerstand.
Van rechts naar links gaand zie je de spanning eerst constant blijven en dan dalen; de stroom zie je eerst oplopen (logisch, voor een kleinere weerstand), en dan dalen (de foldback grijpt in).
Nu is duidelijk te zien dat bij iedere belastingweerstandswaarde maar één stroom en spanning hoort; er is geen 'flipflop'-werking of zoiets.

Op 8 mei 2020 15:40:35 schreef Kruimel:
...
Je hebt me wel aan het denken gezet, stel nu dat ik de weerstand niet in de collectorleiding van de transistoren opneem, maar in de middenaftakking van de transformator:

[bijlage]

Deze weerstand zal dan de piekstroom uit de transformator beperken, en daarmee misschien de RMS stroom dempen en toestaan dat ik die zwaarder zou belasten. Bovendien zou die de geleidingsperiode van de diodes verlengen, waardoor de rimpel zou moeten afnemen. Het is alleen een beetje lastig voorpellen hoeveel de elcospanning in zo een geval dan zou worden, want die berekening wordt daardoor wat complexer. Dat zou ik dan moeten testen. Als ontwerpkeuze zou ik deze methode niet prefereren, maar dit zou wat mij betreft wel interessant zijn om eens te testen gewoon om te zien hoe goed het werkt tegen rimpel en RMS stroom.

Die weerstand zal vast wel kleiner worden dan 2 ohm. Een belangrijk deel van de tijd loopt er geen stroom door deze weerstand en gemiddeld moet de stroom op 4A uitkomen.

Na wat omzwervingen ben ik weer aan de slag gegaan met de voeding, ik heb nu de terugkoppeling voor de regelaar opgebouwd. Het lijkt allemaal mooi op het printje te gaan passen:

Op het moment test ik met een externe voeding om de stroombegrenzing te testen. Die werkte helaas niet zoals ik had gehoopt. Het was ook wel een beetje 'wishful thinking' om een verschilpaar te maken met een interne en een discrete transistor natuurlijk, maar ook de verschilversterking was veel te klein waardoor de interne weerstand heel hoog werd.

Nieuw schema met een extra transistor:

Dit moet ik nog perfectioneren en testen, maar is gebaseerd op een ontwerp dat ik heb geadapteerd van het ontwerp in een ander topic over een interessante stroomregelaar.

Volgende keer hopelijk meer vorderingen.

Op 7 mei 2020 14:51:27 schreef RAAF12:
Overigens komt het bij mij niet voor dat ik een voeding expres een uur ofzo kortgesloten laat staan. Daarom heeft zo'n schakeling maar een beperkt nut. Maar als ontwerp zie ik de uitdaging wel!

Ik gebruik de (instelbare, uA723 gebaseerde) stroombegrenzing van mijn Philips voedingen regelamatig als stroombron. Dan staat ie rustig 24 uur "kortgesloten".

Met een foldback kan dat natuurlijk niet. Ik vraag me eigenlijk ook af wat het nut ervan is. Als de foldback aanslaat bij 4A om te voorkomen dat ie urenlang 4A moet leveren, kan ie dan wel urenlang 3.9A leveren?

Tenzij je je 4A vooral bedoelt voor inschakelpieken, en niet van plan bent belastingen van 3A te voeden. Ware het niet dat je 1A belasting met 5A inschakelpiek nooit gaat werken op je foldback begrensde voeding.

De foldback is om de dissipatie in de voeding te beperken. Omdat de serietransistoren in de voeding meer vermogen voor hun kiezen krijgen bij een lage uitgangsspanning is het logisch om op die lagere spanningen de stroom te beperken. Ik rekende het in een eerdere post al een beetje voor:

Op 3 mei 2020 20:55:35 schreef Kruimel:
[...]Bij 0V is de dissipatie in de voeding (uitgaande van 42V op de bufferelco's) 52,5W, en bij vollast (24V/4A) zou het 72W zijn. De elcospanning zal wel iets inzakken met een zware last (daar reken ik zelfs op, dan komen de getallen ook dichter bij elkaar).

Het is lastig van de 168W 'worst case' dissipatie af komen met dit koelblokje, vandaar de aanpassing. Dit ontwerp is berekend om in staat te zijn om (bij redelijke temperaturen) op elk werkpunt in continubedrijf stroom te leveren zonder oververhitting. Door de indeling van de transformator heb ik geen optie om wikkelingen af te schakelen of zo.

Zuiver resistieve lasten zullen met deze implementatie van 'fold-back' altijd opstarten. Capacitieve lasten ook, alleen langzamer dan op een zuivere stroombegrenzing. Alleen als er een flinke stroombron (>1,25A) in de last zit kan het eens zijn dat hij stabiliseert op een onbedoeld instelpunt, maar dat is wat mij betreft een tamelijk onalledaagse last. De post van Frederick E. Terman hierboven is denk ik de meest overtuigende weergave van het gedrag van een 'fold-back'.

Cheapo 0,5Ω/5W weerstanden PTCs van AliExpress

49mΩ @ 50mW

55mΩ @ 4,9W op een koelblok

Deze dingen driften als de ziekte! Deze ongekoelde begon op 0,51Ω:

En maar zoeken naar waar die drift vandaan komt...

Helaas, een grote voorraad shunts kan de vuilbak in. Andere weerstandswaarden verlopen ook...

Ik maar denken dat je met weerstanden niet echt de mist in kon gaan...

Hi Kruimel,

Nog een opmerking over je weerstanden en je manier van meten.
Ik geloof direct dat de temperatuur coeficient niet optimaal is van de door jou geteste weerstanden...

Eerst even dit, soldeer je stroomvoerende bedrading een paar mm boven het weerstands huisje, en dan kan je de sense draden solderen aan de draadeinden.

Lees goed wat ik schrijf, solderen...
Als je vaak precisie metingen doet zoals ik, dan weet je ondertusen wel hoe Mr Seebeck je in de maling neemt...
Meet eens hoeveel onder belasting de temperatuur omhoog gaat van je weerstanden.
Het Seebeck effect is Horror met allerlij soorten klemmetjes.

Neem een oude patch kabel, één aderpaartje en zet er aan één kant banaanklemmen aan, die kunnen dan in je DMM gestoken worden, de andere kant dus solderen aan je te testen weerstand en dan nognaals stroomvoerend bij het huisje en sens aan de draadeinden.

Dan heb je een deel van je temperatuur error redelijk onder controle, dan stap twee, de vermogens weerstanden met een goede temperatuur-coëfficiënt zijn niet dik gezaaid...

Hier een plaatje van wat weerstanden die een redelijke temperatuur-coëfficiënt hebben.

De meest linkse is een Caddock MP820, TCR = -20 to +50 ppm/°C
De tweede van links is een Vishay LTO30, TCR = ~150 ppm/°C
De kleine Isabellenhute type PBH, TCR = < 50 ppm/K ( 20 °C to 60 °C )
De grote Isabellenhute type PBV, TCR = < 30 ppm/K ( 20 °C to 60 °C )

Hou er rekening mee dat de temperatuur-coëfficiënt per weerstandwaarde voor de zelfde weerstand type kan varieeren.
De PBV uit mijn lijstje hierboven is de beste in de datasheet van dit model kan je zien wat de drift is per temperatuur verschil.
Wil je een goede stabiele weerstands waarde hebben, dan zal je deze vermogens weerstanden ook goed moeten koelen,
bij voorkeur niet op de koelplaat van je vermogens transistoren!

Veel van de Ebay of AlieExpress onderdelen zijn geen meetweerstanden, wat drift van de waarde als ze in een emittor hangen van een eindversterker powertransitor is onbelangrijk.

Gebruik je een power weerstand in een meetsystem, dan is de eerste stap het vermogen in de weerstadn zo laag mogelijk te houden en dit samen met een zo laag mogelijke temperatuur-coëfficiënt.

Kijk maar eens naar de specificaties van multimeters als deze een 3 tot 12-Ampere meetbereik hebben, daar staat meestal een tijd bij en specificaties die veer buiten de rest vallen.

Ik hoop dat dit een beetje helpt.

Groet,
Bram

Volgende project .... een dummyload

Sine

Are you talking to me?, Are you talking to me?

Bram