Op 11 september 2017 10:23:47 schreef Sine:
Die C-tjes zijn zoals kruimel ook schrijft om het ratelen van de diodes tegen te gaan. Welke 'ellende' die zouden moeten geven kan ik zo snel even niet bedenken.
Dan moet je een FM-bug vanuit je lab-voeding voeden. Dan merk je de aanwezigheid van die C-tjes wel 
.
Moderator
Ik ben (absoluut) geen HF-er, dus ik zie het verschil even niet tussen een FM-ellende ding en zeg een audio amp.
Bij die tweede zorgen die C-tjes voor minder 100Hz ratel.
Los van dat die FM-bug heeft de vervelende eigenschap ook nog wat in de rondte te stralen zie ik het verschil niet?
Golden Member
Op 11 september 2017 09:34:50 schreef joram.agten:
C'tjes over de brugcondensator gezet (4x100nF). Dat maakt toch een verschil, bij gewoon inschakelen
... de brugcondensator zal een bruggelijkrichter zijn?
Een diode die 50Hz gelijkricht doet dat ook op de harmonischen van de netfrequentie. Dat is bijvoorbeeld mooi de zien op het beeldscherm van een LF SA. De condensator over de diode heeft meestal een waarde tussen de 22n en 100n en die onderdrukt de hogere harmonischen. Soms wordt er zelfs voor optimaal resultaat een weerstandje in serie met elke condensator gezet.
Ha Sine,
Wat mijn ervaring is dat in HF apparatuur door de zelf-resonantie van deze kleine condensatoren de kans bestaat op beschadigen.
Dit was in die situatie dan ook de reden dat ze verwijderd werden.
Nu in het algemeen naar aanleiding van metingen van mij zelf 
De condensatoren over de diodes hebben op zich niet de werking van onderdrukking het punt wordt alleen omlaag geschoven.
Je zou kunnen zeggen juist meer richting de audio frequenties van @Sine.
De condensatoren moeten dan ook altijd in combinatie met een snubber circuit gebruikt worden anders heeft het geen nut.
Nu dat snubber circuit dit moet afgestemd worden op de eigenschappen van de trafo dit kan door metingen of de datasheet van de trafo.
Dus het overnemen van een netwerk van af schema zonder de zelfde transformator of de bedrading te gebruiken is zinloos 
Het is niet voor niets dat @blackdog wijst op de component keuze en de bedrading dat wil niet zeggen dat dit zaligmakend is maar voor de goede werking (er zijn immers geen testen uitgevoerd met betrekking op de toleranties) is eenzelfde component keuze en bedrading van belang.
Bij heel veel ontwerpen wordt je hier aan je lot overgelaten de ervaren bouwer weet een en ander wel maar voor de nieuwkomer is dit een groot nadeel.
In het geval van @joram.agten die gebruikt een ringkern trafo is het nog maar helemaal de vraag of het wel nut heeft.
Ik denk in 90% van de voedingen komt zo'n netwerk helemaal niet voor vergeet niet hoe meer componenten deste groter de kan op brokken 
Groet Henk.
Golden Member
Zoals ik het begrijp (en wat mijn scoop lijkt te bevestigen) gebeurt het volgende*:
Als je nu die parasitaire capaciteit groter maakt wordt de piek kleiner het verplaatsen van de energie naar signalen van lagere frequentie (die je moeilijker inductief of capacitief je schakeling inkoppelt). Dat dit audiofrequenties zijn maakt relatief weinig uit, want kortere pieken bevatten ook energie in het audiobereik, de tragere signalen bevatten niet alleen de energie in de hoge frequenties minder, maar de frequentie leent zich minder tot overspraak. De signalen die je hier kleiner probeert te maken zijn geen harmonischen die al op het net aanwezig waren, ze zijn het gevolg van de niet-lineaire operatie van het gelijkrichten.
Wat betreft de snubber heb je zeker gelijk, als de energie in het systeem blijft is het risico tot resonanties zeker nog aanwezig. In normaal bedrijf van een apparaat zullen resonanties vaak wel wegdempen omdat er geen stroom door de diodes de elco in zal gaan als die niet verderop in het circuit gedissipeerd zal worden. Dat resoneren kan echter wel doorgaan in de tijd dat de elco niet geladen wordt.
In de laatste editie "The art of electronics" wordt een snubber aangeraden, maar spreekt met geen woord over de "brugcondensatortjes", maar een snubber lijkt mij een beter idee om het bovenstaande te bestrijden omdat het -zoals je al zegt- de energie dissipeert, en het minder componenten vereist dan de 4 die je nodig hebt voor de brugcel. Bovendien pak je het probleem aan bij de bron van de dV/dt, namelijk de trafo. Mijn idee was in het geval van Joram dat die resonanties tot een soort degausseffect zouden kunnen leiden in de kern waardoor die niet voorgemagnetiseerd zou zijn bij de volgende keer inschakelen. Dan is een langzaam uitdempende slingering juist weer handig.
*Ik noem hier de trafospanning, maar bedoel ik de spanning van de trafo zonder het effect van de lekinductie. Die spanning is in werkelijkheid niet toegankelijk of meetbaar, maar een soort fictieve grootheid ter grootte van Uin*N.
Op 11 september 2017 19:41:33 schreef RAAF12:
[...]
... de brugcondensator zal een bruggelijkrichter zijn?
Ja idd.
Hier alvast wat meer info over de gebruikte transfo:
- gewicht 2,951 kg
- input 230/105VAC (raar zou dat niet 230/215VAC moeten zijn)
- output 18-0-18VAC
- rating 200VA
- regulation 5%
METO article Number 731585 REV C
XIAMEN JANON JN175 - 200 - R7041 9903
QC PASSED JANON 9901
Serial No. 004158
Golden Member
Op 12 september 2017 08:08:29 schreef joram.agten:
- input 230/105VAC (raar zou dat niet 230/215VAC moeten zijn)
Haha, volgens mij moet jij ook niet bij die transformatorfabrikant gaan werken... 
Maar idd zal dat 230/115VAC zijn. Kan je makkelijk meten overigens, als je 230V aanbrengt op de 230V wikkeling zal je spanning kunnen meten op de middelste. Ik heb weleens incourante spanningen gezien als 208V.
Hij is wel een stuk zwaarder dan je zou verwachten voor 200VA, maar ik denk dat hij iets anders is in verband met die regulering van 5%. Ik heb geen idee wat de regulering in % van een "gewone" transformator van 200VA is, maar bij grotere transformatoren is die typisch beter, waarschijnlijk door de gevolgen van grotere lekinductie en draadweerstand in kleine trafo's. Ik denk dat hij is ontworpen met een wat grotere marge in de kernmagnetisering. Dat maakt de kern groter, waardoor je op zijn beurt weer meer draad nodig hebt voor dezelfde dissipatie. In essentie komt het er op neer dat je een soort 266VA 300V naar 24V trafo op 230V aansluit. Je gebruikt dan een kleiner deel van de magnetiseringscapaciteit van de kern.
Als het bovenstaande het geval is hypothetiseer ik er maar even bij dat je met een grotere kern een groter remanent magnetisme kan opbouwen door de aanwezigheid van meer materiaal, maar ik weet niet genoeg over de aard van dit magnetisme om dat met zekerheid te kunnen zeggen. Helaas geeft dat ook geen analytische informatie over het verhelpen van je probleem.
Moderator
105V zou ook voor Japan kunnen zijn bijvoorbeeld.
Maar het is inderdaad een aardige klomp ijzer, dus wellicht moet je primare zekering wat groter.
Als je daarnaast secundair zekert kan dat eigenlijk prima.
Golden Member
Hi,
Mooie trafo en ik denk dat er niets mis is met de aanduiding 230V/105V.
Hang af van de landen waarvoor dit product bedoeld is zoals Sine al aan geeft b.v. Japan.
Dit lijkt aan de hand van de specs een hele mooie trafo te zijn.
De regeling van 5% is mooi laag, b.v. een Amplimo trafo van ook 2x18V en dan 225-Watt is 7%.
Ik zou daar heel blij mee zijn, kan je als je dit zou willen, je buffer elco wat groter kunnen nemen 
Door de lage inwendige weerstand betekend dit ook dat je inschakeltroom hoger is dan normaal voor dit vermogen aangegeven.
Een inschakeltroom begrenser met een relais vind ik het mooist, NTC weerstanden hou ik niet zo van om het daarmee te doen.
Deze gooien weer een deel van je lage Ri van de trafo het raam uit.
Groet,
Blackdog
Golden Member
Op 12 september 2017 11:11:41 schreef blackdog:
Mooie trafo en ik denk dat er niets mis is met de aanduiding 230V/105V.
Hang af van de landen waarvoor dit product bedoeld is zoals Sine al aan geeft b.v. Japan.[...]
Ik zie nu pas dat er ook maar 3 primaire aansluitingen aan zitten. Het is namelijk vrij ongebruikelijk om dat zo te doen, sluit je immers alleen 100V aan, dan zal de stroom meer dan twee keer zo groot zijn, en moet je de eerste helft van de wikkeling dubbel uitvoeren, wat koper kost. Meestal gebruikt men twee identieke primaire wikkelingen (eventueel elk nog met aftakkingen, dan kan je 0-100-115 + 0-100-115 krijgen) die parallel of in serie kunnen, en in beide gevallen niet overbelast worden, maar los niet voor het volle vermogen bruikbaar zijn. Een verdubbeling van de stroom zorgt immers voor een verviervoudiging van de dissipatie. Niettemin een mooie trafo waar waarschijnlijk niet op bespaard is.
Ha Kruimel,
Ik denk dat het 105V uit is voor een fan komt heel veel voor.
Groet Henk.
Golden Member
Je bedoelt dat ze de trafo dan als autotrafo gebruiken om een fan aan te sturen? Ik weet niets van industriële apparatuur, maar dat zou best kunnen, want dat spaart weer wat koper uit.
Ik vind ook nog dit op internet: een test jig om snubbers te dimensioneren: link
ik vind ook deze Amplimo transfo van 300VA, 5% regulatie en 2,9kg link = zelfde gewicht; zelfde regulatie, alleen 100VA meer
daar adviseren ze een 1,6AT zekering in de primaire. (500VA/230V=1,67A en de factor 1,25 dan?)
Dan de zekeringen, ik gebruik nu 1AT
is deze beter geschikt?
Op 12 september 2017 10:49:49 schreef Sine:
Maar het is inderdaad een aardige klomp ijzer, dus wellicht moet je primaire zekering wat groter.
Als je daarnaast secundair zekert kan dat eigenlijk prima.
Als ik de secundaire kant ook zou zekeren, kan ik dan voor de primaire 5AT nemen; voor de secundaire ook 5AT?
ik bouw momenteel een 4A versie, de beveiligingstransistor die met zijn basis over de 0,22Ohm weerstanden hangt en bij voldoende spanning de eindtransistoren afschakelt zit er ook in (nog niet getest bij welke stroom dit gebeurt, een regelbare belasting voor dat vermogen ontbreekt momenteel)
Golden Member
De zekering die je gebruikt is goed, de I2t is 6,73A2s en aanzienlijk hoger (=trager) dan de 1,1A2s van de EKSA (wat me verbaast want er zit volgens spec wel "blusmiddel" in). De 1,25x overdimensionering is op zich nog wel te verantwoorden, maar de logica om primair dezelfde zekering te gebruiken dan secundair moet je me even uitleggen. Als jij primair een 5A zekering toepast kan je hem net zo goed weglaten. Je beschermt dan niet tegen fouten die tot 1150VA gaan. Als er nu net een wikkeling in je trafo is kortgesloten en er gaat 4A in dan fikt alsnog je hele voeding af. Een soft-start is een mogelijke oplossing, ik zou zeggen start met een geschikte NTC. Snubbers lossen ongerelateerde problemen op.
Op 13 september 2017 10:43:23 schreef Kruimel:
Als jij primair een 5A zekering toepast kan je hem net zo goed weglaten...
Je hoeft niet naar de groepenkast te lopen.
Ha joram.agten,
Bedoel jij de link waarnaar je verwijst? die trafo is 300VA dus 300/230=1.3A
Met de marge 1.3Ax1.25=1.63A lijkt een 1.6A traag in goede keuze.
Een zekering van 5A primair heb ik volgens mij in niet een apparaat zitten
Groet Henk.
Af en toe heb ik nog eens tijd om wat verder te knutselen:
Wat zien we: linker meter geeft de stroom aan in Amp, rechter meter de spanning in Volt (de ventilator van het koelblok hangt eraan).
Een nieuw printje om de stroom-meting te doen volgens dit schema
ik heb 2 emittor weerstanden van 0.22Ω
2A per weerstand --> 440mV per weerstand
dus heb ik voor de versterker een gain van 9.088 genomen
R6 = 22.1kΩ en R4 // R2 + Rtrim = 2.732kΩ
Voor R4 = 5.6kΩ en R2 = 5.1kΩ en Rtrim = 1kΩ
Met deze waarden kan ik de gain mooi instellen.
vlakbij de ontkoppel condensatoren staat ook nog een offset trimmer van 20kΩ.
Nog 4 vraagjes:
1. Klopt het dat in dit schema de gemeenschappelijke GND van de +-5V voeding van de opamp (aparte transfo wikkeling met eigen regelaars) ook met knooppunt R9, R10 op de print verbonden moet worden?
De opamp werkt hier toch als niet inverterende opamp?
2. In dit alternatieve schema staat over R6 nog een C van 100nF.
Wat is hier een goede waarde, en hoe bereken ik die?
3. Ook bij het alternatieve schema staat bij R1 (bij mij 2.4KΩ) een C van 1nF
(1kΩ met 1nF geeft cutoff f=159 kHz)
Wat is hier een goede waarde?
4. in het alternatieve schema staat ook nog een R9 van 22Ω in de negatieve van de meter aansluiting, waarvoor is die nodig (terugkoppeling vanuit de meter onderdrukken)?
En als ik die toevoeg, waar komt dan de gemeenschappelijke GND aansluiting van de voeding van de opamp (zie vraag 1)?
Bedankt alweer!
Golden Member
Hi joram.agten,
Ik heb nu even direct geen tijd, nog steed veel zakelijke administratie...
Maar ik zie nu licht aan het einde van de tunnel *grin*
Ik zal deze week nog je vagen precies beantwoorden.
De meeste condensatoren zijn voor wat extra ontkoppeling ende condensatoren over de feedback weerstand is om de opamp stabiel te houden.
Dat kantelpunt kan best een stuk hoger liggen dan het kantelpuntaan de ingang van de opamp.
Beide hebben een beetje een andere functie.
Die aan de ingang een kantelpunt dat ruis en prut uit de voeding of de D.U.T en zijn bedrading niet in de ingang van de opamp kan sturen.
De feedback condensator teken ik er vaak in om bedradings en paracitaire cappaciteiten de opamp niet negatief beinvloed.
Oja je 22 Ohm weerstand is getekend om stomen in de "0" een beetje te beperken.
Of die nodig is hangt af van je meetinstrument en je bedrading.
Groet,
Bram
Golden Member
Op 6 december 2017 12:14:38 schreef joram.agten:
[...]Nog 4 vraagjes:
1. Klopt het dat in dit schema de gemeenschappelijke GND van de +-5V voeding van de opamp (aparte transfo wikkeling met eigen regelaars) ook met knooppunt R9, R10 op de print verbonden moet worden?
De opamp werkt hier toch als niet inverterende opamp?
De regelaar werkt met de positieve uitgangsterminal als referentiepunt, en dat punt is inderdaad verbonden met het knooppunt van R9 en R10 (de stroomshunts). In het schema zie je daar ook een massasymbool (eigenlijk een aardsymbool, maar ik noem het even massa), en dat is verbonden met alle punten in het schema waar ook dat massa-symbooltje staat. U2D (de opamp die de spanning regelt) is wel inverterend aangesloten, maar op een alternatieve manier. Doordat de massa van de schakeling aan de positieve uitgangsterminal van de voeding zit moet je dus de negatieve uitgansterminal meten voor de regelaar (want de positieve is per definitie dan 0V). Dat wil dus zeggen dat als de uitgangsspanning hoger wordt, de spanning gemeten over R20 een negatieve zal zijn. Omdat het teken van de gemeten spanning geïnverteerd is moet de opamp dus andersom aangesloten worden, en zijn de inverterende en niet-inverterende aansluitingen ten opzichte van de "standaard" inverterende configuratie omgekeerd.
2. In dit alternatieve schema staat over R6 nog een C van 100nF.
Wat is hier een goede waarde, en hoe bereken ik die?
Er staat geen condensator over R6, wel over R5. Die beperkt de frequentieresponsie van de opamp, wat soms nodig kan zijn en soms niet. Op dit punt lijkt het er niet op dat hij nodig is voor de stabiliteit omdat de opamp in deze configuratie nogal een grote versterking heeft, maar dat zou ik uit moeten zoeken om er met zekerheid wat over te zeggen. Het kan soms helpen om de uitlezing rustiger te maken, maar de meeste digitale meters hebben toch wel al een ingangsfilter die dat ook doet. Deze waarde wordt gewoonlijk proefondervindelijk bepaald of kan worden berekend als je een bepaalde frequentieresponsie wil bewerkstelligen. Ik zou me hier op dit moment niet om bekommeren, blackdog heeft een reputatie van maken van weloverwogen keuzes voor dit soort componenten.
3. Ook bij het alternatieve schema staat bij R1 (bij mij 2.4KΩ) een C van 1nF
(1kΩ met 1nF geeft cutoff f=159 kHz)
Wat is hier een goede waarde?
Ik zie geen R1 in dit schema.
4. in het alternatieve schema staat ook nog een R9 van 22Ω in de negatieve van de meter aansluiting, waarvoor is die nodig (terugkoppeling vanuit de meter onderdrukken)?
En als ik die toevoeg, waar komt dan de gemeenschappelijke GND aansluiting van de voeding van de opamp (zie vraag 1)?
Waarschijnlijk is er in de meter ergens een verbinding met de massa, waardoor je een kleine serieweerstand moet plaatsen om te voorkomen dat er retourstromen van elders in de schakeling via de massa van je meter gaan lopen zodat er meetfouten ontstaan. Dit wordt ook weleens beschreven met de term "aardlus", die men in de audio-industrie ken als bron van een luide brom in het signaal omdat er aardstromen via de massa van audiokabels lopen.
@Kruimel: bedankt voor de uitleg.
sorry voor de verwarring van de component nrs, ze zijn in de 2 schema's verschillend:
https://www.circuitsonline.net/forum/view/message/1824046#1824046
https://www.circuitsonline.net/forum/view/message/1810954#1810954
Op 10 december 2017 13:27:02 schreef Kruimel:
[...]Er staat geen condensator over R6, wel over R5.
Ja die bedoelde ik, en beperkt idd de frequentie van de opamp.
Dat is dan alsof het 2 weerstanden in parallel zijn, maar voor de condensator neem ik de impedantie, en die varieert met de frequentie.
[...]Ik zie geen R1 in dit schema.
Hier bedoel ik de weerstand aan + ingang van de opamp. (link)
R3 en C1 in dit schema vormen een laagdoorlaat filter aan de ingang van de opamp.
[...]Waarschijnlijk is er in de meter ergens een verbinding met de massa, waardoor je een kleine serieweerstand moet plaatsen om te voorkomen dat er retourstromen van elders in de schakeling via de massa van je meter gaan lopen zodat er meetfouten ontstaan. Dit wordt ook weleens beschreven met de term "aardlus", die men in de audio-industrie ken als bron van een luide brom in het signaal omdat er aardstromen via de massa van audiokabels lopen.
Ok, ik zal eens proberen zonder weerstand, met een hele kleine en meten of er stroom door gaat.
Hartelijk bedankt!
Golden Member
Hi,
R1 en C3 dienen er voor, om HF spanningen uit de opamp te houden en R1 dient ook om de opamp aan beide ingangen
ongeveer de zelfde weerstands waarde te laten zien, dit i.v.m. bias stromen.
Niet veranderen dus!
Over alle onderdelen is goed nagedacht en er zit geen onderdeel te veel in...
Groet,
Bram
Golden Member
Op 11 december 2017 17:24:45 schreef joram.agten:
@Kruimel: bedankt voor de uitleg.
sorry voor de verwarring van de component nrs, ze zijn in de 2 schema's verschillend:
https://www.circuitsonline.net/forum/view/message/1824046#1824046
https://www.circuitsonline.net/forum/view/message/1810954#1810954
[...]
Geen probleem, ik was niet op de hoogte van het andere schema en had niet zo veel zin het hele topic door te zoeken... Ik zie dat blackdog de rest van de vragen ook al heeft beantwoord, dus veel sterkte met je project!
Op 12 september 2017 08:08:29 schreef joram.agten:
Hier alvast wat meer info over de gebruikte transfo:
- gewicht 2,951 kg
- input 230/105VAC (raar zou dat niet 230/215VAC moeten zijn)
- output 18-0-18VAC
- rating 200VA
- regulation 5%
METO article Number 731585 REV C
XIAMEN JANON JN175 - 200 - R7041 9903
QC PASSED JANON 9901
Serial No. 004158
Mooie trafo, komt uit een Meto detectiepoort systeem.
Hier vond ik nog een mooie uitgebreide beschrijving over inrush current op Elliott Sound Products
Golden Member
Mooi overzicht inderdaad, kijk wel uit met Elliott Sound Projects, de kwaliteit van de informatie wisselt. Op het eerste gezicht is lijkt dit artikel wel ok. Misschien is dit topic nog wel wat voor je, als de inschakelpiek van een trafo je dwars zit, al zijn er wel meer topics over. In het bijzonder interessant vond ik dit topic waar men een potentiële, maar vooralsnog ongeteste oplossing beschrijft die toegepast is in een zware audioversterker.