[CO voeding 2019] discussie topic

Je hebt Schottky diode's gebruikt in de bruggelijkrichter, probeer eens of andere C's erover effect hebben?

Hi markce,

Ik heb het schema er even bijgepakt om te kijken hoe de enable werkt in de voeding.

Q5 en Q4 schakelen de stroombron die de power transistoren van sturing voorzien uit en aan.
Dat gebeurd door alle stroom die door de stroombron gemaakt met Q11 naar "ground" wodt getrokken door Q4.

De antidender zou door R36 en C29 moeten worden verzorgt, als er echt een HEF4013 is toegepast dan kan deze met trage clock pulsen werken.
Wat mij betreft zou ik bij gebruik maken van de enable schakelaar met twee probes en de scoop kijken op pin-3 en pin-1 waar je dan op triggert,
om te zien of je het zelfde gedrag daar ziet als op de foto's die je gisteren hebt laten zien.

Als dit schoon is, kijk dan naar het gedrag van Q5 en Q4.
Meet aan de collector van Q4 en aan de rechterkant van R41, de basis weerstand van Q5, is dat wel schoon?

Het valt misschien op dat ik helemaal niet vraag over de uitgang van de voeding, dat komt omdat ik eerst wil weten of de aansturing goed is. ;)

Succes,
Bram

Die moeite kun je je sparen, dit is geen inschakelgedrag van de voeding zelf.

Ik heb het net even getest met de twee uitvoeringen die ik hier heb staan en die vertonen allemaal een korte hoogfrequente slinger bij het inschakelen van de netspanning. (een HP en een Delta doen het zelfde overigens)

Mijn proto maakte dezelfde slinger bij het aansluiten van de netspanning, en dit terwijl de dubbelpolige(!) netschakelaar open stond.

Hi Sine,

Ik begrijp je opmerkingen niet...

Dubbel polige schakelaar open en dit soort pulsen op de uitgang van de voeding?

Groet,
Bram

Ik ben wel erg benieuwd of dat exacte plaatje van Mark reproduceerbaar is op andere voedingen. In den beginne zie je de start van de puls die dan uitwaaiert in time. Ik heb helaas geen SA want daarmee kan je in no time de schuldige aanwijzen. Voorlopig gok ik op een HF resonantie van trafo/Schottky diode's en de parallel C. Mocht dat het geval zijn dan kan kan een serieweerstand in elke C de oplossing zijn. Voor de werking van de voeding maakt het niet uit, maar Pietjes Precies (hee wie kent er een) willen graag weten, hoe het werkelijk zit.

Op 28 juli 2020 11:33:01 schreef blackdog:
Hi Sine,

Ik begrijp je opmerkingen niet...

Dubbel polige schakelaar open en dit soort pulsen op de uitgang van de voeding?

Groet,
Bram

Jep, precies dat.

Dit is de spanning op de buitgangsbussen bij het inschakelen van de spanning naar de voeding waarvan de power switch open staat.

Dit is het werkelijk inschakelen van de netschakelaar

En dit het enabelen van de uitgang met 2V set (let ook op de tijdbasis.

En dat is van deze voeding:

Dit doet mijn Agilent E3611A overigens bij het inschakelen:

Alle metingen met een anderhalve meter RG58CU met een BNC>banaan converter direct in de stekkerbussen van de voeding geprikt.

-edit-

Net even met een "echte" probe er op geprikt, zoals te verwachten slingert het dan wat minder uit, maar de piek bij inschakelen is er nog steeds.

Hi,

Als het resonanties zijn van de transformatoren in markce zijn voeding die dit veroorzaken wat natuurlijk kan, dan is zijn meetopstelling misschien niet optimaal.

In principe kunnen die pulsen niet door de buffer elco's heen komen, en ook de 220uF aan de uitgang laat dit niet toe.
Ik zeg in het geheel niet dat markce deze pulsen niet zou zien. ;)

RAAF12 zijn opmerkingen zijn waarschijnlijk correct de 100nF over de brug kunnen de trafo in resonantie brengen en de oorzaak is de dender van de schakelaar
of het gebruik van de netstekker, dit grotendeels voor de secundaire kant van de trafo.

Of de puls die op de scoop echt uit de voedings electronica komt, daar ben ik niet zo zeker van.
Het kan een niet optimale probe techiek zijn.

markce soldeer eens aan een BNC chassis deel twee korte draadjes, die korte draadjes zet je dan vast onder de uitgangsklemmen van je te testen voeding.
Dan ga je met een coax kabel naar je scoop ingang.

Voedings kabel, net kabels hou je allemaal weg van deze coax meetkabel, doe dan je zelfde test en kijk wat het verschil is.
Coax kabel in een rechte lijn van de voedingsvoorkant laten komen, zoveel mogelijk bij de transformator vandaan.
Denk wat dit betreft aan de machnetische koppeling tussen de coax en je voedingstrafo.

Maakt dit weinig uit, dan ben ik er bijna zeker van dat het komt door het veld van je gebruikte transformator.
Je hebt kans dat je inschakelstroom groot is, dat creeerd ook een heel sterk veld en je trafo zit vlak bij de elctronica.
Hou er ook rekening mee dat b.v. dus vooral bij het inschakelen de trafo ook stroom in je kastje induceerd,
daar ben ik vroeger als eens mee om mijn oren geslagen bij 19 Inch rekken met meerdere grote versterkers waarbij de voedings transformatoren stromen induceerde
in het 19 Inch rek en daarna het rek weer het veld overdraagde naar mijn lijnt ingans transformatoren...

Is de voeding als hij eenmaal aanstaat vrij goed schoon, dan kan je denken aan een in en uitschakel weerstand in de 230V voeding,
dit om het in en uitschakelen beheerster te doen.

Probeer er ook achter te komen of de primaire kant misschien resoneerd, heb je daar een snubber schakeling over de trafo?

Groet,
Bram

De scope plaatjes die ik liet zien zijn met gelijkrichter zonder c's en scope-probe direct op draadjes aan uitgangsbussen. De oscillatie is zowel wij in als bij uitschakelen.

Ok even in grote stappen. Ik heb een heel traject gehad van scope via scheidings trafo, experimenteren met C's over de diodes, stopperweerstanden verplaatst naar de koelplaat, gate weerstand dichter bij de FET, extra correctie C's bij de opamps, 78/79's uitgewisseld 0.33uF aan ingang uA78, etc.
Dan de opamps onder het vergrootglas. Dit is bv. de TL052:

Uiteraard heb ik de enable schakeling onderzocht, ik dacht ook aan een fake 4013, maar het werkt zoals verwacht. Om de bron val de oscillatie te vinden heb ik delen van de voeding uitgesloten: U7 (TL052) uitgewisseld U10 (TL052) verwijdert, I-reg afgezet (R5 weg), hulpvoeding via experimenteervoeding (PE1542). En dan nog geen oplossing. Had de meetsessies al twee keer onderbroken voor andere projectjes, het moet leuk blijven.

Dan valt, op zoek naar schottky rectifier info, mijn oog op pag 634 in the Art of Electronics. Damping network: 'a lineair unregulated supply has the surprising ability to generate substantial microsecond-scale voltage-spikes', etc. LEZEN.

Demping network uitgeprobeert, en het is bijna weg.
Ik heb verschillende voedingen vergeleken: Delta 060, PE1542, CO2014, zelfbouw 70's. De PE1542 had het minste last van het verschijnsel, minder dan mijn CO2019 met demping network. Die PE1452 heeft ook primail ontkoppeling, en dit werkt ook bij mijn voeding.

Dit is mijn trafo schakeling geworden:

Ik zie nog een spijker bij in en uitschakelen, maar geen oscillatie en minder amplitude.

Ha markce,

Interessant let op het netsnoer ver genoeg van je behuizing ;)

Groet,
Henk.

Ik houdt het ook op een meetfout, die spanningen kun je met 100n en 220u over de uitgang eigenlijk niet hebben.

Op 28 juli 2020 15:35:31 schreef Sine:
Ik houdt het ook op een meetfout, die spanningen kun je met 100n en 220u over de uitgang eigenlijk niet hebben.

Misschien dezelfde meetfout die je hierboven bij de Agilent voeding maakt?

-edit-
Die 220uF elco en .22u chinese mkt doen weinig bij dit signaal lijkt me. Zelf niet als het een Rubycon is ;-).

Jep, of bij mijn co2019 proto, daar zie ik die spike al als ik de twee draadjes naar de netschakelaar in de voeding onder spanning zet.

-edit-

Het primaire scherm naar de halve netspanning? Is dat handig?

[Bericht gewijzigd door Sine op (22%)]

Op 28 juli 2020 15:49:05 schreef Sine:
Jep, of bij mijn co2019 proto, daar zie ik die spike al als ik de twee draadjes naar de netschakelaar in de voeding onder spanning zet.

-edit-

Het primaire scherm naar de halve netspanning? Is dat handig?

Aansluiting primaire scherm heb ik geleerd uit schema van de originele toepassing van deze trafo in een patient monitor (hartslag). Op deze manier belast je de isolatie maar op 110V per scherm, verlaagt lek lijkt me.

Hi,

Als eerste, de weerstanden R2 en R3 in serie met de 10nF condensatoren zijn te hoog, start eens met 47Ω.
C1 aan de primaire kant ook een 47Ω tot 220Ω serie weerstand geven.

De weerstanden dienen om de Q van het resonantie systeem te dempen, te hoge weerstanden werkt niet goed en geen weerstand is meestal ook niet optimaal.
De waarden van de snubber componenten zal je voor jouw trafo moeten uitzoeken.

Als de uitgangs elco vlak bij de, of direct op de uitgangs bussen van de trafo is gemonteerd, kan je eigenlijk niet die pulsen meten.
Zijn ze er toch bij ee ngoede probe techniek, dan wordt de puls waarschijnlijk zoals ik al aangaf machnetisch geinduceert in je probe techniek...
Ik denk dat als je de schermen als deze trafo ze heeft niet zo veel met wat je meet te maken hebben, ik ga er dan wel vanuit dat je de schermen goed hebt aangesloten.

Je kan trouwens met een functie generator en je scoop van iedere winding de resonantie vinden.
Moet je wel even de trafo loshalen van je schakeling, ook wat je al aan snubbers hebt aangesloten.
Serie weerstand van 39Ω nemen en dan 10Ω naar massa en over die 10Ω sluit je dan de tafo wikkeling aan.
Zet daar ook je scoop overheen en dan aansturen met b.v. een 10KHZ blok of die een sinus sweeep, net wat jij leuk vind of zinnig is voor de te meten trafo.
Met goede snubbers over de wikkelingen krijg je steeds minder opslingering.

Soms is het nodig om nog een lagere aanstuur impedantie te maken, dan is 47Ω en 3,3Ω de volgende stap.

Als je de snubbers per wikkeling goed hebt en nog steeds wat in of uitschekel verschijnselen hebt, dan is wat er over is vrijwel zeker het machnetische deel,
dan in je meetkabel geinduceert wordt.

Groet,
Bram

Op 28 juli 2020 16:57:12 schreef blackdog:
Hi,

Als eerste, de weerstanden R2 en R3 in serie met de 10nF condensatoren zijn te hoog, start eens met 47Ω.

Groet,
Bram

Heb ik gedaan, en alles onder 470 ohm is te laag (ik kom niet vanzelf zo hoog uit).

Als de oscillatie magnetisch geinduceert is in mijn probe techniek, heb je dat mogelijk ook bij aansluiting van een experimenteer schakeling.

Voor alle duidelijkheid, volgend AOE III wordt het signaal veroorzaakt door het ongereguleerde deel van de lineaire voeding: trafo, brugcel, elco. Niet de CO2019 schakeling dus.

Als het dat echt zou zijn zou je de truc die BD nog eens toepast kunnen proberen, zet een weerstand van een paar ohm in serie met de hulpwikkeling.

Maar dan nog is het vreemd dat je dit terugziet op de uitgang ... de uitgangstorren staan hard dicht.

[Bericht gewijzigd door Sine op (26%)]

@Mark Neonbuisjes zijn ook heel verdacht!! Dat is het eerste wat ik eruit sloop bij een Quad 303 endamp.. Het is een bekend feit dat ze na verloop van tijd een eigen leven gaan leiden. Dat is hoor én meetbaar in deze amps!
Daar zal jij geen last van hebben tijdens het gebruik van de voeding. Meen dat er ook wel relaxation oscillators met neonbuis zijn. Ook daar is in deze voeding aan te meten! <grin> Led erop kan altijd nog.
Maar mooi dat het nu wat beter gedempt is rond de de voedingstrafo :D

Op 28 juli 2020 18:29:27 schreef Sine:
Als het dat echt zou zijn zou je de truc die BD nog eens toepast kunnen proberen, zet een weerstand van een paar ohm in serie met de hulpwikkeling.

Maar dan nog is het vreemd dat je dit terugziet op de uitgang ... de uitgangstorren staan hard dicht.

Ook dat heb ik al, 6.8 ohm in serie met de hulpwikkeling.

Voor de duidelijkheid, met het schema dat ik hiervoor liet zien is het opgelost. Zo ziet het er nu uit en alleen bij inschakelen:

Goed mogelijk dat in andere voedingen heel andere waarden nodig zijn. Wat ik hier gebruik is niet eens zo heel ongewoon.

Klopt, het is een wereld op zich en bij elke trafo is het weer anders. Elektuur had het tig jaar geleden ook al door, toen ze een zeer goede MD amp uit het net gingen voedden. Zij gebruikten oa. een weerstand in serie met elke diode condensator over de vier diodes, meen ik me vaag te herinneren. Maar zij gebruikten geen Schottky diodes.

Nu de 'R' in de maand zit weer tijd voor electronica. Ik had nog een paar setjes van deze voeding liggen en ben bezig die in elkaar te zetten.

In eerste instantie lijkt de voeding prima te werken. Maar: ik kom er achter dat er tussen de twee eindtorren een stevige 'thermal runaway' optreedt.

De transistoren zitten - tijdelijk - samen op een redelijk groot koelprofiel, met een schroef en de bijgeleverde thermal pad.

Mijn simpele load (een paar autolampen die ik in serie of parallel kan gebruiken) is eigenlijk wat te zwaar voor deze voeding, bijna een kortsluiting. Moet de voeding ook kunnen....

In eerste instantie had ik de stroom vol opengedraaid (ruim 2 A). Ik merkte dat Q1 erg warm werd, en ben wat nader gaan kijken. Het blijkt dat bij stromen boven ongeveer 300 mA er 'thermal runaway' optreedt, Q1 wordt dan warmer dan Q2, wat er weer toe leidt dat er meer stroom door Q1 gaat, enz. Dit wordt vrij extreem, Q2 doet vrijwel niet mee. Ik heb getest met een stroom tot 500 mA (uitgang, meter op de voeding). Dat lijkt nu wel ongeveer de max.

Ik heb niet heel lang getest (meetserie hieronder binnen het half uur of zo). Het koelblok wordt, uiteindelijk, bij 500 mA een beetje warm. De warmteoverdracht van de transistoren naar het koelblok is duidelijk de bottleneck.

De metingen in de tabel heb ik gedaan van hoge belasting naar lagere. In de tabel staan de basis- en emitter stroom (bepaald door spanning gemeten over de betreffende weerstanden), en de bijbehorende hFE. De CE spanning zakt bij 500 mA belasting iets in, van ongeveer 21 naar ongeveer 20 V.

Als ik de hFE waarden vergelijk met de datasheet dan wordt Q1 wel erg heet. Bovendien vind ik de runaway wel erg extreem. Mogelijk heb ik 1 of beide transistoren al overbelast, al zijn de waarden voor allebei nog redelijk? Zie ik hier iets over het hoofd?

Ik ben van plan om de transistoren uiteindelijk te vervangen voor TIP142's, niet voor het opgenomen vermogen maar voor de betere warmteoverdracht naar de koeling.

Vandaag heb ik de test herhaald met betere koeling, en daarmee is het probleem opgelost. Ik heb beide transistoren zonder isolatie en met een beetje koelpasta op het zelfde koelblok gemonteerd. Nu kan ik probleemloos de maximale stroom instellen (2.45A). Bij die stroom zakt VCE tot ongeveer 16.7V, waardoor de dissipatie rond de 20W per transistor blijft. (de 'VR,b' en 'VR,e' waarden zijn de spanningen gemeten over de basis- resp. de emitter weerstanden).

De stroom door beide transistoren is nu ook heel redelijk in balans.

Al met al ben ik hierdoor geen grote fan van thermische pads.

Wat ik nog niet snap is waarom de hFE zo enorm hoog is. Gisteren heb ik dat geinterpreteerd als een (te) hoge junctie temperatuur, maar met goede koeling worden de transistoren vandaag niet heel erg warm.

iemand die dit uit kan leggen?

Terzijde, een buro ventilator op het koelblok laat de temperatuur dalen van >52 graden tot iets van 34 graden. Geforceerde luchtkoeling doet een boel.

Het klinkt als een elektrisch probleem ergens, want anders is het een lastig te verklaren fenomeen dat je beschrijft. Misschien is er een slecht contact geweest met één van de emitterweerstanden of een kortsluiting tussen de beide emitters? Ik weet niet uit mijn hoofd wat de waarden waren, maar het kan eigenlijk niet dat de stroom zo verschilt zonder dat dit een onrealistisch verschil in UBE veroorzaakt. Meestal zijn transistoren van de extremen: volstrekt goed of volledig naar de zak, met een heel snelle (éénrichtings) overgang tussen beide toestanden. Het feit dat ze het nu nog doen doet me vermoeden dat het probleem elders ligt.

De basisstroom veranderde nauwelijks terwijl de emitterstroom een afgrond in donderde, hoe heb je deze stromen gemeten? Het is een beetje alsof de collector misschien niet zo goed contact maakte? Dan blijft er basisstroom lopen, maar is er minder of geen emitterstroom. Het wegvallen van de spanning over de emitterweerstand zou eigenlijk een toename in basisstroom moeten geven, maar ik zou het schema even moeten bezien om de waarden helder te krijgen. Als je in de tussentijd mechanische bewerkingen hebt verricht kan een slecht contact weer verbonden zijn geraakt. Ik zou proberen de optie open te houden dat dit misschien geen 'thermal runaway' is, want dat is een makkelijke manier op een dwaalspoor te raken. Gewoonlijk is de impliciete weerstand in de emitter nog wel genoeg om de stroom enigszins te blijven verdelen zelfs als er geen externe emitterweerstand is, zeker als ze bij elkaar in de buurt zitten op het koelblok. Ik vind deze verschillen is stroom erg groot.

Wat betreft de versterkingsfactor ben ik niet heel verbaasd, bij Darlingtons is die wel vaker veel hoger dan het gegeven minimum. De typische variatie in versterkingsfactor in een enkele transistor wordt in een Darlington kwadratisch groter. Transistoren die los van elkaar een spreiding hebben in versterkingsfactor van 1:4, hebben in een Darlington-configuratie een spreiding van 1:16, maar met een kleiner aandeel aan de extreme einden, terwijl fabrikanten meestal alleen de minimum waarden geven. De invloed van temperatuur is aanzienlijk minder dan de spreiding in de intrinsieke eigenschap.

Hallo Kruimel, bedankt voor je feedback.

Op vrijdag 5 september 2025 22:17:15 schreef Kruimel:
Het klinkt als een elektrisch probleem ergens, want anders is het een lastig te verklaren fenomeen dat je beschrijft. Misschien is er een slecht contact geweest met één van de emitterweerstanden of een kortsluiting tussen de beide emitters? Ik weet niet uit mijn hoofd wat de waarden waren, maar het kan eigenlijk niet dat de stroom zo verschilt zonder dat dit een onrealistisch verschil in UBE veroorzaakt. Meestal zijn transistoren van de extremen: volstrekt goed of volledig naar de zak, met een heel snelle (éénrichtings) overgang tussen beide toestanden. Het feit dat ze het nu nog doen doet me vermoeden dat het probleem elders ligt.

Met de 'goede' koeling (gisteren) werkt alles goed: regeling is goed, transistoren worden niet (te) warm. Mijn conclusie is daarom dat in de eerste situatie de koeling (met de no-name SilPads) niet goed genoeg was.

De basisstroom veranderde nauwelijks terwijl de emitterstroom een afgrond in donderde, hoe heb je deze stromen gemeten? Het is een beetje alsof de collector misschien niet zo goed contact maakte? Dan blijft er basisstroom lopen, maar is er minder of geen emitterstroom. Het wegvallen van de spanning over de emitterweerstand zou eigenlijk een toename in basisstroom moeten geven, maar ik zou het schema even moeten bezien om de waarden helder te krijgen. Als je in de tussentijd mechanische bewerkingen hebt verricht kan een slecht contact weer verbonden zijn geraakt. Ik zou proberen de optie open te houden dat dit misschien geen 'thermal runaway' is, want dat is een makkelijke manier op een dwaalspoor te raken. Gewoonlijk is de impliciete weerstand in de emitter nog wel genoeg om de stroom enigszins te blijven verdelen zelfs als er geen externe emitterweerstand is, zeker als ze bij elkaar in de buurt zitten op het koelblok. Ik vind deze verschillen is stroom erg groot.

meetmethode: ik heb de spanning over de twee basisweerstanden ('VR,b' in de tweede tabel) en de spanning over de twee emitterweerstanden ('VR,e') gemeten, en die gedeeld door de (nominale) weerstand. Alle basisstroom loopt door de basisweerstanden. De emitterstroom loopt door de emitterweerstanden (de stroom door weerstanden R61 en R62 is verwaarloosbaar, maar zal ik nog checken). In de metingen van gisteren met goede koeling loopt er meer dan 1 A per transistor. Dat stuk lijkt me wel in orde.

Wat betreft de versterkingsfactor ben ik niet heel verbaasd, bij Darlingtons is die wel vaker veel hoger dan het gegeven minimum. De typische variatie in versterkingsfactor in een enkele transistor wordt in een Darlington kwadratisch groter. Transistoren die los van elkaar een spreiding hebben in versterkingsfactor van 1:4, hebben in een Darlington-configuratie een spreiding van 1:16, maar met een kleiner aandeel aan de extreme einden, terwijl fabrikanten meestal alleen de minimum waarden geven. De invloed van temperatuur is aanzienlijk minder dan de spreiding in de intrinsieke eigenschap.

Ik vond de hFE bij de grootste stroom wel erg groot (> 10k), maar het zou kunnen. Volgends de grafiek uit de datasheet is de invloed van temperatuur juist erg groot, (waarschijnlijk) meer dan de spreiding.

Het lijkt er op dat in de regeling, aan de onderkant van het bereik, de thermische verandering van hFE vrijwel precies compenseert voor de grotere stroom. Over het hele meetbereik ga je in de figuur ongeveer van het groene cirkeltje naar het rode. Pas bij > 1A neemt de basisstroom een beetje toe. Ik was wel verbaasd dat de regeling met zulke kleine stromen (~ 100 uA) werkt, ik had gevoelsmatig een paar mA verwacht.

Een heel snel handsommetje: Rth junctie --> housing is 2 K/W; neem aan dat Rth housing --> heatsink 1 K/W is dan kom je in totaal op 3K/W. Met 20 W dissipatie is de junctie dan 60 graden warmer dan de heatsink. Dan kom je in totaal 'ergens boven de 100 graden', plausibel maar niet heel precies.

Wat we hier denk ik zien is de stroom door de ingebouwde B-E-weerstanden van de transistors. De karakteristiek die in de datasheet staat heeft een heel expliciete piek omdat deze weerstanden hier zitten, bij lage collectorstromen zie je eigenlijk alleen deze stroom. Pas als de stroom zo groot wordt dat de transistoren meer basisstroom nodig hebben vlakt de grafiek af. Kleine transistoren hebben deze weerstanden soms niet, zoals een BC517, die een typische versterkingsfactor heeft van wel 100.000 (minimaal 30.000), en dat houdt bij lagere stromen:

Grote transistoren hebben deze weerstanden bijna altijd omdat ze sneller uitschakelen met, en ze in het silicium gebakken kunnen worden zonder extra productiestap. Ze verminderen wel de versterkingsfactor, zijn niet heel stabiel over temperatuur en hebben een redelijk grote spreiding (maar lijken per batch redelijk consistent ontdekte ik recent), maar niets hiervan is snel een issue.

De stroom door de weerstand van de eerste transistor is het grootste deel van de basisstroom die je hebt gemeten. Bij een UBE van 0,65-0,8V en een nominale RBE hebben we het over 90-110µA, en dat is vrij aardig wat je hebt gemeten. De transistor die uiteindelijk al het werk deed werd natuurlijk erg heet en dat heeft de UBE verlaagd. Op basis van de specificatie gok ik dat die best wel dicht bij de 125°C is geweest met een daling van een factor 1,4:

Intussen bleef de andere transistor redelijk dicht bij de 0,7V, wat zonder op te warmen natuurlijk niet verrassend is.

Omdat de berekening van de versterkingsfactor hier geen zinvolle betekenis heeft omdat het grootste deel van de stroom "om de transistoren heen" loopt, en bovendien van eigenschappen afhankelijk is die variëren met temperatuur en stroomsterkte, kan je er geen echte conclusies aan verbinden. In dit geval hebben we de stroom dat de intrinsieke versterkingsfactor van de losse transistoren noemenswaardig afneemt niet bereikt.

Wat er hier volgens mij is gebeurd is dat er een transistor een slechte collectorverbinding had en we gewoon de stroom door de RBE zagen. De UBE verandert nauwelijks als er geen collectorstroom is, en bij de relatief lage stromen waar dit gebeurde ontstaat er ook geen betekeniswaardig spanningsverschil over de 47Ω weerstanden en blijven de basisstromen praktisch gelijk. Je moet echt de bedrading en soldeerverbindingen even onder de loep nemen en liefst preventief opnieuw doen. Dit neemt niet weg dat er misschien alsnog wat mis is met de koeling, want een TIP122 moet ook in zijn eentje de 10W kunnen halen zonder daarbij extreem heet te worden. De kleinere basisstroom doet vermoeden dat hij vrij aardig een ΔT heeft gekend van 100°C, wat een ΘJA is van 10°C/W, en dat is zoals je zelf al zegt vrij onrealistisch als hij op een koelblok zat.

Ik heb zelf gemengde gevoelens over siliconen pads. Enerzijds vind ik ze makkelijk omdat ze een beetje meegeven en daardoor dus zonder spiegelgladde contactvlakken en die kliederpasta kunnen. Dat maakt intussen wel dat het makkelijk is om ze te vast te draaien en zo door het materiaal heen te snijden of de tab van je transistor te verbuigen, waardoor goed thermisch contact überhaupt niet meer mogelijk is. In mijn optiek moet je met siliconen isolatie op een andere manier omgaan dan met ander isolatiemateriaal om effectief gebruik te maken van de combinatie van eigenschappen die het heeft.

Een tijdje terug heb ik een reeks veerklemmen kunnen kopen die ik dan hoger op het koelblok vast schroef, en die met beide TO-220 en de grotere TO-218/TO-247 transistoren werkt:

Bron: https://www.tme.eu/nl/en/details/trk-2/heatsinks-equipment/fix-fasten/

De transistor wordt met zo een accessoire meer in het midden van de behuizing op het koelblok gedrukt waardoor de druk zich beter verdeelt zonder de debiele lokale piekbelasting bovenaan de transistor. Ik heb ook siliconen isolatiemateriaal in rolvorm en pads met en zonder gaten, net als conische veerringen (die voornamelijk logisch zijn als je het voorgaande niet hebt). Er kunnen ook twee TO-220 transistoren onder een enkele klem als je het een beetje uitlijnt.

NB En dan vergat ik nog de oplossing als je geen zin hebt in gezeik, een hoedje:

Deze werken heel goed in combinatie met de klemmen. De thermische weerstand is niet perfect, want het spul is 0,5mm dik, maar het is wel makkelijk en relatief fouttolerant. Het hoeft niet perfect glad, schoon of uitgelijnd te zijn of met een momentsleutel te worden aangedraaid, het zit gewoon en werkt altijd tenminste medium. TME heeft deze dingen in TO-218/247 en TO-220 maten voor een redelijk acceptabele €0,40-0,60 (wat meer is dan een TIP122 kost), maar als je weleens bij LCSC bestelt zou ik dat doen, want daar kosten ze $0,02 en $0,04. Ze zijn lastig te vinden in hun catalogus, vandaar dat ik er links aan heb toegevoegd. Je kunt ook kiezen voor buismateriaal, dan krijg je een siliconenbuis die lijkt op krimpkous en die je zelf op maat kan knippen en om je transistor kan schuiven en verder vergelijkbaar werkt.

Vroeger zocht ik vaak de optimale transistor met de beste isolatieschijfjes om alleen het werk te kunnen doen, maar in veel gevallen werkt het beter en is het goedkoper om gewoon meer kleine devices parallel te schakelen, zeker omdat je dan de thermische weerstand van de isolatieplaatjes ook parallel schakelt. Als parallel schakelen haalbaar is kan je met 4 stuks TIP122 waarschijnlijk meer dan met 2 stuks TIP142. De emitterweerstanden moeten dan wel verdubbelde waarden krijgen om de stroomverdeling in stand te houden.

Kruimel,

Dank! Ik had de emitter weerstanden wel gezien, maar ergens was het kwartje niet gevallen hoe die de stroom beinvloeden. Over de temperatuurafhankelijkheid van Vbe had ik ook niet nagedacht.

Dubbelcheck: in de nieuwe -‘goed gekoelde’ - toestand is er toch geen reden meer om te denken dat er met de collectoraansluiting iets mis is?

Klemmen in plaats van schroeven ken ik, bij mijn volgende bestelling zal ik die meebestellen.